Design och konstruktion av distorsionseffekt för gitarrer

TVE-F 19029

Examensarbete 15 hp

Maj 2019

Design och konstruktion av

distorsionseffekt för gitarrer

Teknisk- naturvetenskaplig fakultet UTH-enheten Besöksadress: Ångströmlaboratoriet Lägerhyddsvägen 1 Hus 4, Plan 0 Postadress: Box 536 751 21 Uppsala Telefon: 018 – 471 30 03 Telefax: 018 – 471 30 00 Hemsida: http://www.teknat.uu.se/student

Abstract

Design and construction of a distortion effect for

guitars

Joel Andreasson

This project has been done as a part of a bachelors degree in engineering at Uppsala university. The project was supervised by Jörgen Olsson at the division of solid state electronics.

The goal of this project was to develop a distortion effect that can be used with an guitar and a amplifier. The effect was to have controllable distorsion, volume and tone control including bass and treble. The circuit is also supposed to be run using a 9V battery as power supply, which means that the in circuit currents shold be low. When the circuit was finished it was also analyzed through different measurements and simulations.

The distortion of the circuit was achieved using diodes to get a nonlinear amplification. The goals of the circuit controls was achieved, and although a low circuit current was achieved, it only satisfied the goal of 1 mA when high distorsion was set for the circuit.

When measuring and simulating the system, some major differences was found. The simulated frequency response characteristics was found to be very different from the measured. This is likely due to the

simulation program not being able to handle frequency responses for non-linear systems.

Ämnesgranskare: Rikard Emanuelsson Handledare: Jörgen Olsson

Populärvetenskaplig sammanfattning

Inom musiken har distorsionen haft en viktig del sedan 1960-talet. Men vad är distorsionen och hur framställs den? Det här projektet ämnar att svara på dessa frågor och konstruera en distorsionseffekt som kan användas med en gitarr och förstärkare för att få fram det distorderade ljudet.

Distorsionen är en förvrängning av signalen som gör att om en ton skickas in i ett system med distorsion så har signalen som kommer ut inte bara den ursprungliga tonen, utan också andra toner som kan bestämmas på ett karakteristiskt vis. Detta projekt har skapat en distorsionseffekt där mängden distorsion kan styras. Utöver det kan även volymen på utsignalen, basen och diskanten regleras.

Innehåll

1 Introduktion 1

1.1 Bakgrund . . . 1

1.2 Distorsionens historia inom musiken . . . 1

1.3 Syfte . . . 1

2 Teori 2 2.1 Distorsion . . . 2

2.1.1 Harmonisk distorsion . . . 2

2.1.2 Hård och mjuk klippning . . . 2

2.1.3 Fouriertransformen och FFT . . . 3

2.2 Den bipolära transistorn . . . 4

2.3 Frekvensfilter . . . 5

2.4 Kretslösning . . . 5

3 Metod 6 3.1 Simuleringar . . . 7

3.2 Konstruktion och slutgiltig kretslösning . . . 8

3.3 Kretsmätningar . . . 9 4 Resultat 10 4.1 Simuleringar . . . 10 4.2 Kretsmätningar . . . 12 4.3 Slutgiltigt kretskort . . . 15 5 Diskussion 16 6 Slutsatser 18 7 Referenser 18 8 Appendix 20

1

Introduktion

1.1

Bakgrund

Den här rapporten är en del av ett kandidatarbete i teknisk fysik vid Uppsala Universitet, instutitionen för teknikvetenskaper, vårterminen 2019. Jörgen Ols-son vid avdelningen för fasta tillståndets elektronik har varit projektets hand-ledare. Målet med projektet var att bygga en distorsionspedal för gitarrer som kan kopplas in i serie innan signalen går in i en gitarrförstärkare.

1.2

Distorsionens historia inom musiken

Inom musikens utveckling under 1900-talet har distorsionen varit en viktig del och har blivit en central inom rockmusiken och vanligt förekommande i popmu-siken. Distorsionen används för att ge ett instrument ett morrande ljud. Under 40-talet började flera artister experimentera med de då nya 50-wattsförstärkarna som när man satte volymen till max började förvränga ljudet. Senare började artister medvetet använda trasig utrustning för att ytterligare förvränga ljudet. Ett exempel på detta är Ike Turners låt Rocket 88 (1), där gitarren har ett tydligt distorderat ljud.

Under 60-talet fortsatte trenden med ökande distorsion, och att använda tran-sistorkretsar för att skapa distorsion blev populärt genom band som The Rolling Stones. Transistorkretsarna möjliggjorde små pedaler som kan kopplas in mel-lan gitarren och förstärkaren för att åstadkomma distorsion. Transistorkretsarna gjorde också att distorsionen kunde varieras enklare, både för en enskild krets, men också kunde olika kretsar ges en egen karaktär. Utvecklingen har sedan dess fortsatt och under tiden har distorsionen både ökat och integrerats i flera förstärkare. Distorsionspedalen finns dock fortfarande kvar och är ännu populär.

1.3

Syfte

Syftet med projektet är att konstruera en fungerande distorsionseffekt med en enkel equalizer och mastervolym på ett kretskort matat med ett 9V-batteri. Denna konstruktion ska karakteriseras noggrant både genom simuleringar och kretsmätningar. Detta görs i tre steg: först görs en design i LTspice som simu-leras, sedan konstruras kresten på en kopplingsbricka, och sist löds kretsen till ett kretskort. I kretsen bör inte heller flyta en ström större än cirka 1 mA, då kretsen ska drivas med ett 9V-batteri, vilket innebär en begränsning i drifttid. Om strömmen i kretsen begränsas till 1 mA kan batteriet förväntas ha en lång livslängd.

2

Teori

I detta avsnitt presenteras teoretisk bakgrund som är relevant för att förstå distorsionseffektens funktion och inverkan på signalen.

2.1

Distorsion

Inom signalteknik innebär distorsion en förvrängning av en signal där informa-tion antingen läggs till eller tas bort. Detta skapas ofta av ett ickelinjärt ampli-tudsvar hos systemets överföringsfunktion (2). Detta kan åstadkommas på flera sätt, till exempel genom att förstärka en signal bortom ett systems matnings-spänning, så att signalens toppar klipps av då de passerar matningsspänningen. Ytterligare sätt är att använda olinjär återkoppling eller i vissa fall dioder för att begränsa spänningssignalens storlek, vilket medför att distorsion uppstår.

2.1.1 Harmonisk distorsion

Harmonisk distorsion är distorsion som uppstår genom att övertoner läggs till i signalen. Dessa övertoner kommer vid karakteristiska frekvenser, som uppstår vid heltalsmultipler av grundfrekvensen (3). Ett exempel på detta är att jämföra en sinusvåg med en fyrkantsvåg. Sinusvågen kommer enbart att ha sin grundfre-kvens, medan fyrkantsvågen kommer att bestå av flera frekvenser. Detta beror på att en fyrkansvåg kan konstrueras om som ett oändligt antal sinusvågor med varierade amplituder och frekvenser som är övertoner till den ursprungliga fre-kvensen i en Fourierserie (4). När frekvenserna i fyrkantsvågens Fourierserie ökar så minskar seriekomponentens amplitud, vilket gör att de höga frekvenserna kan bortses ifrån. Oavsett vilken av de tidigare nämnda metoderna för att uppnå distorsion som används, kommer resultatet att likna en fyrkantsvåg. Detta gör att det är en lämplig jämförelse att bära med sig för att förstå distorsionens karaktär då fyrkantsvågor kan uppnås genom att överförstärka en sinusvåg. Den harmoniska distorsionen kan mätas med hjälp av en FFT (Fast Fourier Transform) som omvandlar en signal med tidsberoende till en signal i frekvens-domänen, vilket gör att ett systems övertoner lätt kan betraktas. Det under-lättar karakteriseringen av distorsionen och gör parameterförändringar tydliga i signalen.

2.1.2 Hård och mjuk klippning

När en signal distorteras kan klippningen som orsakar distorsion se ut på olika. Detta beror på klippningens karaktär, alltså om det är en hård klippning eller en mjuk klippning. En hård klippning resulterar i en mer kantig signal (se figur 1), vilket innebär att det läggs till fler övertoner med höga frekvenser än med en mjuk klippning som ger en rundare signal.

Figur 1: Jämförelse av av hård klippning (nederst) och mjuk klippning (mitten) av en signal (överst)(5).

En hård klippning kan åstadkommas av att en signal förstärks över ett systems matningsspänning, vilket resulterar i att signalen klipps av i topparna, där sig-nalens spänning överstiger matningsspänningen. Detta är inte alltid önskvärt då det gör övertoner med en hög frekvens starkare. Istället kan man använda mjuk återkoppling, vilket kan uppnås med hjälp av olinjär återkoppling eller genom att använda dioder. I det här fallet används dioder för att uppnå den mjuka klippningen. Ideala dioder saknar resistans då de framspänns med en spänning VF och har oändlig resistans då de spänns med en spänning mindre än VF (2).

I verkligheten så är strömmen genom dioden beroende på spänningen över den. När spänningen över dioden börjar närma sig VF så går den från att leda

väl-digt lite till att leda mer och mer. Detta gör att om man parallellkopplar två motriktade dioder till jorden, så kan man begränsa signalen vid dioderna till en amplitud VF. Dessutom klipps signalen mjukt eftersom dioderna börjar leda

innan VF. En kiseldiod börjar leda vid ungefär VF = 0.5V.

2.1.3 Fouriertransformen och FFT

För att kunna se frekvensberoenden i periodiska signaler används Fouriertrans-formen, som konverterar en signal från tidsdomän till frekvensdomän. Fourier-transformen av en funktion f (t) i tidsdomän definieras enligt:

ˆ f (ω) =

Z ∞

−∞

f (t)e−iωtdt (1)

(4) där ω är vinkelfrekvensen. Fouriertransformen är dock skapad för kontinuer-liga signaler och i praktiken när signaler mäts fås diskreta signaler. Därför finns den diskreta Fouriertransformen som tar en signal i diskret tid fkoch omvandlar

Fn= 1 N N −1 X k=0 fke−2πik n N ₍₂₎

(6) där N är det totala antalet tidssteg. Den diskreta Fouriertransformen kan effektiviseras till en Fast Fourier Transform (FFT) för snabbare beräkningstid. Många simuleringsprogram innehåller en FFT-algoritm, som kan användas för att analysera signaler i tidsdomän. Dock måste resultatet ofta normeras både längs frekvensaxeln och amplitudaxeln, då resultatet fås som diskreta punkter.

2.2

Den bipolära transistorn

En bipolär transistor har tre terminaler, Kollektorn C, Basen B och Emittern E. När spänningen mellan basen och emittern VBE är tillräcklig, så att basen leder

ström, fungerar transistorn som en strömförstärkare. Strömmen mellan basen och emittern beter sig på ett sätt liknande en diod, vilket innebär att det börjar gå ström genom basen ungefär då VBE = 0.5V (2). Strömmen genom basen

IB ger upphov till en ström genom kollektorn, vilket leder till att basströmmen

förstärks när den går genom emittern med hjälp av kollektorströmmen ICenligt:

IB = hf eIC (3)

där hf e är en förstärkningsfaktor beroende på likströmmen genom transistorn.

Detta gör att en transistor kan användas för att förstärka en signal. Eftersom transistorn kan användas som förstärkare är den lämplig att använda tillsam-mans med dioderna för att skapa en tillräckligt stark signal för att uppnå klipp-ning vid dioderna. En transistorförstärkare är också lämplig att använda för att höja utgångsvolymen, då den ger en låg ström, vilket inte är en nackdel när sig-nalen skickas vidare till en gitarrförstärkare. Här används transistorn 2N3904, som har en strömförstärkning hf e= 40 − 200, beroende på på

kollektorström-mens storlek (7).

Figur 2: Småsignalschema över en bipolär transistor med kollektor (C), bas (B) och emitter (E) utmärkt.

För att beräkna en transistors förstärkning används ett så kallat småsignalsche-ma över transistorn, vilket kan ses i figur 2. I småsignalschesmåsignalsche-mat fungerar tran-sistorn som en strömförstärkare av ib mellan kollektorn och emittern. Utifrån

detta kan motstånd kopplas från kollektorn, emittern och basen för att skapa en spänningsförstärkning. Värdena på inresistansen hie, strömförstärkningen hf e

och utadmitansen hoekan läsas av från transistorns datablad.

2.3

Frekvensfilter

När kretsen distorderar insignalen så kommer inte alla övertoner som skapas vara önskvärda. Därför är det lämpligt att lägga till ett frekvensfilter i systemet, så att oönskade frekvenser tas bort. Frekvensfiltret ska sortera bort frekvenser som är för låga och för höga. Den låga änden av frekvensspannet ska ligga mellan 50 och 100 Hz, då det ungefär motsvarar de lägsta frekvenserna en gitarr producerar. Den översta gränsfrekvensen ska ligga ungefär vid 2000 Hz, så att alla toner hos en gitarr kan distorteras (en gitarrs högsta frekvens är ungefär 1000 Hz).

Ett bandpassfilter är lämpligt för att uppfylla dessa krav, och kan konstrueras genom att seriekoppla ett lågpassfilter och ett högpassfilter. Både högpassfiltret och lågpassfiltret använder en resistor, som har en konstant impedans, och en kondensator med frekvensberoende impedans. Med hjälp av detta kan man göra en frekvensberoende spänningsdelare för att kunna filtrera bort antingen höga eller låga frekvenser. Gränsfrekvensen (där signalens förstärkning sjunkit med tre decibel) beräknas med samma formel för både ett enkelt lågpassfilter och ett enkelt högpassfilter (se figur 3):

f0=

1

2πRC (4)

där f0 är gränsfrekvensen, R är resistorns resistans och C är kondensatorns

kapacitans. Med hjälp av denna formel kan en önskad gränsfrekvens användas för att bestämma värdet på R och C.

2.4

Kretslösning

För att uppnå de önskade kriterierna hos kretsen (distorsion, grundläggande equalizer/tonkontroll och volymkontroll) så delas kretsen in tre delar enligt figur 3. I del ett skapas distorsion genom att en transistor används som förstärkare innan signalen passerar dioderna där de distorteras. Vid transistorns kollektor sitter en potentiometer som styr signalens förstärkning i transistorn. Ju mer signalen förstärks i transistorn, desto mer förvrängs den vid dioderna. Detta skapar ett reglerbart distorsionsteg för kretsen. Det sitter också ett motstånd mellan transistorn och dioderna, vars uppgift är att begränsa strömmarna genom dioderna, då de annars kan bli för stora. Blir strömmarna för stora kan dioden gå sönder, för dioden 1N4148 som används här är denna ström 200 mA (8).

Figur 3: Den föreslagna kretsdesignen. Område 1 i figuren motsvarar distorsionssteget, där signalen förstärks för att sedan klippas i dioderna. I område 2 återfinns ett bandpassfilter, där den vänstra delen är ett lågpassfilter som sållar bort höga frevenser, och den högra är ett högpassfilter, som sorterar bort låga frekvenser. R8, R9, R11 och R12 motsvarar potentiomet-rar, för att ändra på distorsionen, diskanten, basen respektive volymen. Större bild återfinns i appendix.

I det andra steget sitter kretsens equalizer, eller tonkontroll, som består av ett bandpassfilter. Bandpassfiltrets lågpassdel (till vänster) har en potentiometer som används för att reglera spänningsdelningen mellan R9 och C4. Ju större R9, desto mindre höga frekvenser släpper spänningsdelaren genom. Till höger är funktionen tvärt om, ju mer potentiometerns resistans ökar, desto mer spänning läggs över den delen av spänningsdelaren, vilket innebär att mer låga frekvenser släpps genom.

Det tredje och slutgiltiga steget i kretsen används för att styra utgångsvolymen. Detta görs med hjälp av en potentiometer som styr signalens storlek innan den går in i en transistorförstärkare. Anledningen till att signalens storlek bestäms innan transistorn istället för att transistorn används som variabel förstärkare, är att förändringar av resistanser vid transistorns kollektor eller emitter leder till ändrade arbetspunkter. Förändrade arbetspunkter tillsammans med ökad signalförstärkning kan leda till en olinjär förstärkning av signalen. Detta är inte ett problem i distortionssteget då en olinjär förstärkning är önskvärd, då den skapar distorsionen. Att lägga till mer distorsion i volymsteget är dock inte önskvärt, eftersom önskad distorsion då redan uppnåtts.

3

Metod

3.1

Simuleringar

För att ta fram en önskad krets användes simuleringar i LTspice. LTspice är ett simuleringsverktyg för analoga kretsar som bygger på SPICE som är ett simuleringsprogram med öppen källkod för analoga kretsar som lanserades under 1970-talet (9). I LTspice kan kretsscheman ritas upp och programmet skriver kod som simulerar kretsen som ritas upp. LTspice kan användas för att simulera bland annat likströmsläge, hur systemet beter sig över tid, och det kan också simulera Bodediagram för att se förstärkning och fasförskjutning över önskade frekvensintervall. På mätningarna över tid kan dessutom en FFT genomföras, som gör att en signals frekvensuppdelning kan mätas, vilket inte kan göras i ett Bodediagram. Detta gör att man kan se systemets harmoniska distorsion. När kretsen simuleras görs det i tre steg. Först undersöks systemets likströmspa-rametrar för att se att arbetspunkterna kring transistorerna är rimliga. Fram-förallt är spänningen vid transistorns kollektor och strömmen genom kollektorn viktig. Spänningen vid transistorns kollektor är särskilt viktig, då det är där signalen förs vidare. Denna spänning bör ligga mellan 3.5V och 7V, då det in-tervallet ligger ungefär mitt mellan matningspänningen från batteriet på 9V och den minsta möjliga spänningen för kollektorn då transistorn fortfarande är i aktivt läge. Toleransen är dock ganska stor då signalen från en gitarr har en amplitud mindre än 1.5V. Den andra parametern som är viktig i likströmsläget är kollektorströmmen, som bör vara mindre än 0.5 mA om kravet på 1 mA i hela kretsen ska upprätthållas.

I det andra steget så skickas en växelström med en amplitud motsvarande en gitarr (här användes 0.7V, vilket var uppmätt som utsignal från en gitarr) in i kretsen som signal. Detta görs för att se att ingen oväntad eller oönskad påverkan på signalen fås när den går genom kretsen. Här görs alltså en simulering över ett tidsintervall, vilket gör att man också kan använda en FFT för att se vilka övertoner som genereras.

Slutligen så simuleras en ljudfil i .wav-format i kretsen, och en .wav-fil ska då också skrivas. Detta gör att det blir möjligt att få en ljudfil att lyssna på, för att avgöra hur distorsionseffekten låter och hur den ska ändras för att uppnå ett önskat ljud. När en ljudfil simuleras i LTspice är det inte säkert att signalens amplitud motsvarar den verkliga signalen från en gitarr. Därför användes en B-källa i LTspice, som kan använda speciella kommandon för sin signal för att förstärka signalen så att den motsvarar en gitarrs utsignal.

Under dessa tre stegs gång sätts resistorernas och kondensatorernas storlekar till lämpliga värden, och tidigare steg kontrolleras för att se att de fortfarande uppfylls. Efteråt tas också Bodediagram fram, för att se systemets frekvens-beroende. Slutligen bestäms potentiometrarnas storlek, för att bestämma hur mycket distorsionen, diskanten, basen och volymen ska kunna ändras.

3.2

Konstruktion och slutgiltig kretslösning

När simuleringarna är färdiga byggs kretsen upp på en kopplingsbräda, och lik-strömsparametrarna mäts under kretsens gång, för att kontrollera att de stäm-mer överens med de simulerade värdena. Efter detta följs stegen som gjordes i simuleringarna för att kontrollera att allt fortfarande fungerar i verkligheten. Dock kopplas en gitarr in i kretsen istället för att en ljudfil körs genom kretsen och en gitarrförstärkare används för att höra signalen. Här används också en signalgenerator för att generera växelströmssignalen.

När gitarren kopplades in märktes dock att signalen var för svag för att skapa en signal med distorsion. Därför konstruerades ett förförstärkarsteg som kopp-las in i kretsen innan distorsionssteget, så att en tillräckligt stor signal når distorsionssteget för att en distorsion ska uppnås. Den slutgiltiga kretsen med förförstärkarsteget kan ses i figur 4.

Figur 4: Den fullständiga kretsen där steg 1 är förförstärkaren, och steg 2-4 motsvarar den ursprunliga kretsdesignen från figur 3. Större bild återfinns i appendix.

I figur 5 syns småsignalschema för kretsens transistorer. Det kan användas för att berärkna förstärkningen vid varje transistor. Värdena på hie, hf e och hoe

läses av från 2N3904:s datablad, och kollektorströmmen väljs då till 0.5 mA. Detta resulterar i att hoe är mycket litet, vilket gör att motståndet 1/hoe blir

mycket stort, vilket gör att det kan bortses från. Dessutom väljs även RB stort,

då det främst används för att bestämma arbetspunkten, så det kan också bortses från. För att beräkna småsignalförstärkningen mäts spänningen vid basen som insignal och spänningen vid kollektorn som utsignal, vilket ger:

Av = V in Vut = −βibRC ibhie+ (β + 1)ibRE = − βRC hie+ (β + 1)RE ≈ −RC RE (5) Avrundningen i sista steget görs eftersom β är 120 för kollektorströmmen 0.5 mA (7) och alla motstånd har ungefär samma resistans. Detta gör att förstärk-ningarna i kretsen blir för varje transistor ungefär 3.8 för Q1, 2.1 till 17.2 för Q2 och 3.6 för Q3. Dessa förstärkningar för Q1 och Q2 antas vara tillräckliga

för att ge distorsion. Q3 borde ge en maximal utsignal på nästan två volt när signalen är vid max, då dioderna begränsar signalen till kring 0.5 V.

Figur 5: Småsignalschema för en transistor i kretsen med motstånd inkopplade.

För frekvensfiltret valdes för högpassfiltret, det vill säga baskontrollen, en ka-pacitans på 150 nF för att försäkra att signalen inte skulle påverkas vid låga frekvenser. Detta medför att motståndet måste vara 10 kΩ för att uppnå en gränsfrekvens vid 100 Hz enligt ekvation 4. Därefter valdes en potentiometer på 100 kΩ för att också kunna återge signalen så väl som möjligt. För lågpassfiltret valdes en kondensator på 47 nF och en potentiometer på 2 kΩ, vilket ger en gränsfrekvens på 1700 Hz, vilket ligger nära de tidigare specifikationerna. När potentiometern sätts till noll finns ingen övre gränsfrekvens för filtret.

3.3

Kretsmätningar

När kretsen i figur 4 monterats upp och mätningar gjorts för att uppnå önskade parametrar för kretsen, görs mätningar för att karakterisera dess beteende. Först konstrueras Bodediagram med hjälp av data som mätts när insignalens frekvens ändras. Detta görs två gånger, en gång med maximal diskant och bas, och en gång med minimal diskant och bas för att se de två kontrollernas inverkan på kretsens passband. Mätningarna av fas och amplitud görs mellan 1 Hz och 10 kHz, vid faktorerna 1, 2, 4 och 7 för varje tiopotens för att skapa en jämn kurva i Bodediagramet. Mätningarna av amplitud och fas görs med hjälp av ett digitalt oscilloskop, där dessa värden kan utläsas direkt och mer exakt än hos ett analogt. De uppmätta värdena förs sedan in i Matlab. I Matlab används funktionen f rd för att skapa ett simulerat system med hjälp av datan. Efter att systemet skapats, används funktionen bode för att skapa ett Bodediagram av systemet. Koden för att göra detta återfinns i appendix.

När Bodediagrammet skapats så används oscilloskopet också för att spara da-ta från en konsda-tant insignal när kretsens parametrar ändras, det vill säga när

distorsionen, diskanten och basen förändras. Förändringar av volymen hoppas över för dessa mätningar, då den bara innebär en linjär förändring av signalens amplitud beroende på potentiometern som reglerar volymkontrollens resistans. Datan från oscilloskopet sparas på en USB-sticka i .csv-format som kan läsas i Matlab. Datan läses sedan in i Matlab med hjälp av funktionen csvread som sparar datan från en .csv-fil till en matris i Matlab. Därefter plottas datan från matrisen så att effekten på kurvan beroende på en parameterändring syns. För att undersöka harmoniska övertoner i systemet används Matlabs funktion f f t för att gör en fast fourier transform. Dock skapar en FFT en icke normerad lösning, och därför måste en Normering göras. Normering görs genom att samp-lingsfrekvensen räknas ut genom att välja två punkter i tidskolumnen i matrisen från csvread n1och n2 och använda formeln:

fs=

n2− n1

t(n2) − t(n1)

(6)

där t(n) motsvarar en tidpunkt i tidsvektorn. Detta kan göras eftersom samp-lingsfrekvensen hos oscilloskopet bestämmer avståndet mellan två samplade tidpunkter. Samplingsfrekvensen multipliceras sedan med en vektor med lika många punkter som resultatet från f f t som är normerad så att punterna ligger mellan 0 och 1. Även amplituden som blir ett resultat av f f t normeras så att grundtonen får amplitud 1. Koden för hur detta genomförs återfinns i appendix. Efter att kretsmätningarna gjorts löds kretslösningen fast till ett kretskort. Kretskortet monteras sedan i en låda för att kunna anslutas med signalen från en gitarr och matningsspänningen fås då från ett 9V batteri.

4

Resultat

I detta avsnitt presenteras resultaten från simuleringarna och kretsmätningarna. Dessutom presenteras det slutgiltiga kretskortet.

4.1

Simuleringar

Först i arbetet simulerades kretsen och dess arbetspunkter, vilka kan ses i tabell 1. Det kan konstateras att eftersom en till transistor lagts till efter att kretsen ursprungligen simulerats så uppfyller den inte längre kravet på att mindre än 1 mA ampere ska flyta genom kretsen. Istället flyter en ström på ungefär 1.28 mA när minsta möjliga distorsion fås i kretsen. Däremot, när kretsen ger maximal distorsion så flyter en total likström på ungefär 0.78 mA genom kretsen, vilket gör att kretsen uppfyller kravet på likström vid vissa kretsinställningar.

Tabell 1: Tabell över simulerade värden för arbetspunkterna vid transistorerna. Vid den andra transistorn simuleras arbetspunkterna för förändringar av distorsion.

IC (µA) VC (V) VB (V) VE

Q1 320 3.20 2.14 1.51

Q2 (min dist) 630 4.74 2.71 2.06

Q2 (max dist) 130 1.48 1.04 0.44

Q3 330 5.07 1.83 1.08

För spänningsarbetspunkterna hos kretsen är spänningen i kollektorn viktig, och förhållandet mellan basspänningen och kollektorn är viktig för att kollek-torn ska leda ström. Bland kollektorspänningarna är den vid Q1 något låg, men då den konstruerades först när kretsen var uppkopplad så ändrades den inte här. När distorsionen höjs till max så sjunker kollektorspänningen i Q2 till ett lågt värde, vilket innebär att den kommer att orsaka extra distorsion. Spännings-förhållandet mellan basen och emittern VBE överstiger 0.5V, vilket innebär att

transistorerna leder ström. Närmare bestämt ligger bas-emitterspänningarna i transitorerna på ett intervall mellan 0.6 V och 0.75 V.

(a) Simulerad signal för systemet när det är inställt på max distorsion, diskant och bas.

(b) FFT skapad av LTspice av grafen i (a).

Figur 6: Simulerad signal av systemet.

Efter att arbetspunkterna simulerats så simuleras en signal över tid. Detta kan ses i figur 6a). Signalen i figuren har maximal distorsion, bas och diskant, men minimal volym. Här kan förvrängningen från distorsionen tydligt ses, och i figur

6b) visas de harmoniska övertonerna som blir en följd av distorsionen. Här syns att udda övertoner uppkommer då signalen är 110 Hz och övertonerna kommer vid 330 Hz, 550 Hz och så vidare. Det syns också att de högre övertonerna blir mycket små.

I LTspice simulerades också två Bodediagram. Det första Bodediagrammet i figur 7a) visar systemets frekvensberoende när basen och diskanten är maximal. Här går passbandet från ungefär 10 Hz till 150 Hz innan förstärkningen minskar. I figur 7b) syns Bodediagrammet då signalen har minimal bas och diskant. Här går passbandet mellan 15 och 600Hz, och förstärkningen på passbandet är betydlgt mindre än i figur 7a).

(a) Simulerat Bodediagram kretsen är inställd på max diskant och bas.

(b) Simulerat Bodediagram kretsen är inställd på minimal diskant och bas.

Figur 7: Simulerade Bodediagram av kretsen.

4.2

Kretsmätningar

I det här avsnittet återfinns uppmätt data från labbet när kretsen var upp-kopplad på en kopplingsbräda. Först mättes arbetspunkterna vid likström för kretsen, vilket kan ses i tabell 2. När inställningarna för distorsion är satt för minimal distorsion så uppgår likströmmen i kretsen till 1.23 mA, vilket är mer än kravet på 1 mA men mindre än de simulerade 1.28 mA. När distorsionen är satt på minstanivå uppmätts strömmen i kretsen till 0.85 mA vilket är mindre än kravet på 1 mA, men större än den simulerade strömmen på 0.78 mA. Kollektorspänningarna för transistornerna ligger inom området 3.5 V till 5.5 V vilket ger inom intervallet 3.5 V till 7 V utom för transistor Q2 när distorsionen ställs till max. Den låga arbetspunkten för transistorn Q2 när distorsionen är satt till max påverkar det distorsionen i figur 8. Här syns också att spänningarna mellan basarna och emittrarna VBE blir ungefär 0.6 V.

Tabell 2: Tabell över uppmätta värden för arbetspunkterna i vid transistorerna. Vid den andra transistorn mäts arbetspunkterna för förändringar av distorsion.

IC (µA) VC (V) VB (V) VE

Q1 310 3.50 2.03 1.44

Q2 (min dist) 520 5.40 2.35 1.73

Q2 (max dist) 140 1.84 1.06 0.45

Q3 400 4.16 1.92 1.33

I figur 8a) syns utsignalen i tidsdomän när distorsionen ändras. När distorsio-nen ökar så blir signalen kantigare, och i figur 8b) syns det hur det påverkar signalen i frekvensdomänen. I frekvensdomänen syns det att det precis som i simuleringarna lagts till udda övertoner, men också att när distorsionen höjts så har vissa jämna övertoner också lagts till.

(a) Uppmätt signal från oscilloskop när dis-torsionen ändras.

(b) Uppmätt FFT från Matlab av signalen i (a).

Figur 8: Figurer som visar hur signalen ändras när distorsionen ändras i kretsen. I figur 9 syns signalen när diskanten förändras i kretsen. I tidsdomänen syns här att signalen blir kantigare och kantigare med mer diskant i signalen. I frekvens-domänen i figur 9b) syns också att när diskanten ökar så ökar höga övertoners amplitud.

Resultatet av att ändra basen i kretsen syns i figur 10. I figur 10a) syns att signalen deformeras tydligt av att basen minskas, och att spetsen i signalen då blir spetsigare. I figur 10b) syns också att signalens övertoner blir starkare i jämförelse med grundtonen när basen minskar.

(a) Uppmätt signal från oscilloskop när dis-kanten ändras.

(b) Uppmätt FFT från Matlab av signalen i (a).

Figur 9: Figurer som visar hur signalen ändras när diskanten ändras i kretsen.

(a) Uppmätt signal från oscilloskop när ba-sen ändras.

(b) Uppmätt FFT från Matlab av signalen i (a).

Figur 10: Figurer som visar hur signalen ändras när basen ändras i kretsen.

Ett Bodediagram för kretsen togs också fram, vilket syns i figur 11. Den blå linjen i figuren motsvarar kretsen när den är inställd för max bas och diskant. Det syns då att signalens passband är mellan ungefär 10 Hz och 1500 Hz, vilket skiljer tydligt från de simulerade resultaten. För den röda linjen som motsvarar lägsta möjliga diskant- och basinställningar så syns det att passbandet blir mellan ungefär 100 Hz och 1000 Hz, men att signalen avtar på ett annat sätt här än för signalen med maximala inställningen.

Figur 11: Uppmätta värden på systemets frekvenssvar. Den röda linjen motsvarar kretsen då basen och diskanten satts till minimum, och den blå då de satts till max.

4.3

Slutgiltigt kretskort

Den slutgiltiga kretsen som löddes till kretskortet har fungerande distorsions-kontroll, baskontroll och diskantdistorsions-kontroll, vilket kan ses i föregående avsnitt. Utöver detta finns också en volymkontroll, som kan styra signalen mellan 0.6V och 2.1 V.

Figur 12: Bild på det färdiga kretskortet med blå och rosa kablar för signalens gång. För matningsspänning används röda kablar och för jorden svarta.

I figur 12 syns den färdiga kretsen efter den lötts till ett kretskort. De blå kab-larna används som anslutning till potentiometrar och för att ta mot insignalen

och skicka vidare utsignalen. De rosa kablarna används också för anslutning till potentiometrar. Slutligen används de röda och svarta kablarna som matnings-spänning respektive jord. På kretskortet innehåller den första raden förförstär-karesteget och distorsionssteget, och den andra frekvensfiltret och volymsteget.

5

Diskussion

I det här projektet har en krets som kan användas som en distorsionseffekt ska-pats. I kretsen kan signalens distorsion, bas, diskant och volym regleras med hjälp av potentiometrar. Potentiometrarna kan justeras med rattar, vilket in-nebär att inga ingrepp på själva kretsen behöver göras. Distorsionseffekten har ljudmässigt en retroaktig karaktär som påminner om distorsion från sent 60-tal eller tidigt 70-tal. Kretsen har också karakteriserats på flera parametrar, vilket kommer att diskuteras nedan.

Ett krav som inte kunde uppfyllas var att kretsen skulle använda mindre än 1 mA, vilket inte strikt kan uppfyllas. När kretsen är i läge för minimal distorsion så används 1.23 mA, medan inställningen för maximal distorsion ger en strö-manvändning på 0.85 mA. Anledningen till att kravet på strömförbukning inte kunde uppfyllas var att ytterligare en transistorförstärkare lades till. Den nya transistorn använder enligt tabell 2 0.31 mA ström, vilket innebär att kretsen skulle uppfylla kravet på 1 mA om den inte lagts till.

Anledningen till att en extra transistor lagts till i kretsen är att transistorn i distorsionssteget inte ensam kan skapa tillräcklig förstärkning utan att förskjuta arbetspunkten för mycket. Enligt ekvation 5 beror förstärkningen vid en tran-sistor på förhållandet mellan retran-sistorerna vid kollektorn och emittern, men som kan ses i tabell 2 (se Q2, när distorsionen ökar så beror det på att motståndet vid emittern ökar) så påverkas också arbetspunkterna av detta. För att inte för-skjuta arbetspunkten mer vid Q2, lades transistorn Q1 till så att mindre signaler skulle förstärkas tillräckligt för att distorteras. Från början hade signalens amp-litud från en gitarr antagits vara 0.7 V, baserat på mätningar där den maximala utsignalen uppmätts till över 1 V. Detta visade sig vara en dålig skattning och i praktiken blev signalen ofta mindre än så, vilket innebär att förförstärkarsteget behövdes.

När kretsen monterats och arbetspunkterna mätts ut så märktes det att de skilde sig från de simulerade värdena. Detta kan bero på två saker, dels kan det bero på multimeterns impedans, eller så kan det bero på att modellerna för transistorn 2N3904 i LTspice inte helt stämmer överens med verkligheten. Då en multimeter ansluts till kretsen så parallellkopplas multimeterns motstånd med motståndet man mäter över, vilket kan leda till att mätvärdena påverkas. Dock har en multimeter ett stort motstånd (typiskt minst 1 MΩ), och eftersom motstånden i kretsen i allmänhet är betydligt mindre, eller redan parallellkopla-de borparallellkopla-de inte parallellkopla-det ha en stor inverkan på kretsen. Däremot ger mätningar över

olika resistorer viss variation av kollektorströmmarna, även om de ändå skiljer sig mot de simulerade värdena. Det är därför svårt att exakt säga värdena på arbetspunkterna, men tabell 2 kan antas ligga nära de korrekta värdena. Om man jämför Bodediagrammen i figur 7 och figur 11 så märks det tydligt att de uppmätta frekvensegenskaperna och de simulerade skiljer sig tydligt åt, särskilt då kretsen är inställd på maximal diskant och bas. När kretsen är in-ställd på minimal distorsion så stämmer förstärkningen någorlunda, även om gränsfrekvenserna har blivit förskjutna och en mindre förstärkning fås på de uppmätta värdena. När kretsen är inställd på maximal bas och diskant så blir resultaten väldigt olika. I det simulerade Bodediagrammet blir passbandet mel-lan 10 och 150 Hz och har en förstärkning på ungefär 30 dB, vilket inte stämmer överens med uppmätta värden eller upplevelsen av att spela gitarr med kretsen inkoppplad. Det stämmer inte heller överens för en jämförelse mellan en simu-lation vid 100 Hz och 1000 Hz, då signalens amplitud inte sjunker till nästan en tiondel av amplituden när den simuleras vid 1000 Hz, vilket en minskning med 20 dB enligt figur 7 skulle innebära. Fasberoendet för kretsen är dock ganska väl överensstämmande mellan simuleringarna och de uppmätta värdena. Att si-muleringarna och mätningarna blivit så annorlunda kan bero på att systemet är olinjärt, och att LTspice gör sin frekvensanalys utifrån att systemet är linjärt. Detta styrks av faktumet att när en simulering gjorts efter att dioderna tagits bort ger samma resultat som med dioderna inkopplade.

Slutligen så undersöktes hur signalen påverkas av att distorsionen, diskanten och basen ändras, vilket kan ses i figur 8, 9 och 10. I figur 8b) syns hur signalen påverkas i frekvensplanet av att distorsionen ändras. När distorsionen ökar så läggs jämna övertoner till. Normalt sett så går en distorderad signal över mer och mer till en fyrkantsvåg, och får därfär udda övertoner (4). De jämna övertonerna är en följd av att arbetspunkten vid transitor Q2 i distorsionssteget blivit för låg och att en liten del av signalen innan transistorn överlagras till signalen efter transistorn. Att jämna övertoner läggs till är dock inte ett problem, då de är oktaver till grundtonen, vilket innebär att till exempel tonen A2 också får

tonerna A3, A4och så vidare tillagda.

När diskanten minskades genom att höja resistansen vid lågpassfiltret i kretsen blev amplituderna för de höga frekvenserna lägre, vilket innebär att diskantkon-trollen fungerar som den ska. När motståndet i baskondiskantkon-trollen minskades för att minska basen i signalen kan, man enligt figur 10 se att övertonerna blir större gentemot grundtonen. Detta innebär inte att övertonerna blir starkare, eftersom grafen är normerad så att grundtonen får amplitud 1 tolkas det som att basen blir svagare.

6

Slutsatser

Målet med projektet var att ta fram en distorsionseffekt som kan användas med en gitarr. Distorsionseffekten skulle ha varierbar distorsion, volym och två stycken tonkontroller för att ändra bas och diskant. Kretsen skulle kunna drivas med ett 9 V-batteri, och var därför tvungen att ha en liten strömkosumtion, och 1 mA sattes därför som gräns.

Under arbetets gång har en kretslösning tagits fram med hjälp av simuleringar och mätningarna. Under simuleringarna har ljudfiler använts och under mät-ningarna har en gitarr använts som guide för hur kretsen faktiskt låter. Detta har gjort att justeringar för ljudet kunnat göras. Under arbetets gång gjordes simuleringar och mätningar för att kunna karakterisera kretsens egenskaper. Resultatet blev en fungerande krets som kan användas son distorsionseffekt med fungerande volymkontroll, distorsionskontroll och tonkontroll genom diskant-och baskontroller. Under arbetets gång behövdes ytterligare en transistor läggas till för att uppnå önskad funktion, vilket ledde till att kravet på att endast 1 mA ström skulle flyta genom kretsen inte uppfylldes för alla inställningar på kretsen.

Då mätvärden och simulerade värden jämfördes så blev inte resultatet alltid det-samma, och när systemets Bodediagram simulerades märktes tydliga skillnader på passbandet. Detta beror sannolikt på att simuleringsprogrammet antog lin-jär förstärkning, vilket stöds av att när dioderna, som gör systemet olinlin-järt, kopplades ur så erhölls fortfarande samma resultat i simuleringsprogrammet. Framtida förbättringar för kretsen skulle kunna vara att göra mer sofistikerade tonkontroller. Till exempel kan en mer avancerad equalizer med hjälp av en operationsförstärkare konstrueras så att även mellanregistret i kretsen kan re-gleras. Utöver detta kan man experimentera med olika typer av distorsion och distorsionskällor beroende vilken ljudkaraktär som önskas.

7

Referenser

1. Anselmi, J. J.. Ride the Feedback: A Brief History of Guitar Distortion. [webb-sida]. Vice. [uppdaterad 2017-02-23; läst 2019-05-15] https://www.vice.com/

en_us/article/wn7ja9/ride-the-feedback-a-brief-history-of-guitar-distortion 2. Storey, Neil. Electronics: A systems approach. Sjätte upplagan. Edinburgh:

Pearsons. 2017.

3. Williams, David. Understanding, Calculating, and Measuring Total Harmo-nic Distortion (THD). [webbsida]. All about circuits. [uppdaterad 2017-02-20; läst 2019-05-17] https://www.allaboutcircuits.com/technical-articles/ the-importance-of-total-harmonic-distortion/

4. Lennerstad, Håkan; Jogréus, Claes, Serier och transformer. Tredje upplagan. Lund: Studentlitteratur. 2013.

5. Bild hämtad från: https://commons.wikimedia.org/wiki/File:Clipping_ waveform.svg

6. Weisstein, Eric W. Discrete Fourier Transform. MathWorld. [läst 2019-05-24] http://mathworld.wolfram.com/DiscreteFourierTransform.html

7. 2N3904 datablad, se appendix. 8. 1N4148 datablad, se appendix.

9. Rohm semiconductor. SPICE model, <what is SPICE?>. [läst 2019-05-21]. https://www.rohm.com/electronics-basics/spice/what-is-spice

8

Appendix

Matlabkod för inläsning av oscilloskopdata och konstruktion av Bodediagram efter uppmätt data.

1 c l o s e a l l ; h o l d o f f ; 2 v1=c s v r e a d(’TRC01 . CSV ’) ; 3 v2=c s v r e a d(’TRC02 . CSV ’) ; 4 v3=c s v r e a d(’TRC03 . CSV ’) ; 5 v4=c s v r e a d(’TRC04 . CSV ’) ; 6 v5=c s v r e a d(’TRC06 . CSV ’) ; 7 v6=c s v r e a d(’TRC07 . CSV ’) ; 8 v7=c s v r e a d(’TRC08 . CSV ’) ; 9 p l o t( v1 ( : , 1 ) , v1 ( : , 2 ) , v1 ( : , 1 ) , v2 ( : , 2 ) , v1 ( : , 1 ) , v3 ( : , 2 ) ) 10 l e g e n d(’ min d i s t o r t i o n ’,’ medel d i s t o r t i o n ’,’ max

d i s t o r t i o n ’)

11 x l a b e l(’ t ( s ) ’) 12 y l a b e l(’V (V) ’) 13 f i g u r e

14 p l o t( v1 ( : , 1 ) , v4 ( : , 2 ) , v1 ( : , 1 ) , v5 ( : , 2 ) , v1 ( : , 1 ) , v3 ( : , 2 ) ) 15 l e g e n d(’ min bas ’,’ medel bas ’,’ max bas ’)

16 x l a b e l(’ t ( s ) ’) 17 y l a b e l(’V (V) ’) 18 f i g u r e

19 p l o t( v1 ( : , 1 ) , v6 ( : , 2 ) , v1 ( : , 1 ) , v7 ( : , 2 ) , v1 ( : , 1 ) , v3 ( : , 2 ) ) 20 l e g e n d(’ min d i s k a n t ’,’ medel d i s k a n t ’,’ max d i s k a n t ’) 21 x l a b e l(’ t ( s ) ’) 22 y l a b e l(’V (V) ’) 23 24 25 26 f r e q s 1=abs(f f t( v1 ( : , 2 ) ) ) ; 27 f r e q s 2=abs(f f t( v2 ( : , 2 ) ) ) ; 28 f r e q s 3=abs(f f t( v3 ( : , 2 ) ) ) ; 29 f r e q s 4=abs(f f t( v4 ( : , 2 ) ) ) ; 30 f r e q s 5=abs(f f t( v5 ( : , 2 ) ) ) ; 31 f r e q s 6=abs(f f t( v6 ( : , 2 ) ) ) ; 32 f r e q s 7=abs(f f t( v7 ( : , 2 ) ) ) ; 33 34 N=l e n g t h( f r e q s 1 ) ; 35 f s =100/( v1 ( 1 0 1 , 1 )−v1 ( 1 , 1 ) ) ; 36 f = ( 0 :N−1)/N∗ f s ; 37 38 f i g u r e 39 p l o t( f , f r e q s 1 /max( f r e q s 1 ) , f , f r e q s 2 /max( f r e q s 2 ) , f , f r e q s 3 / max( f r e q s 3 ) ) 40 x l i m ( [ 0 2 0 0 0 ] )

d i s t o r t i o n ’) 42 x l a b e l(’ f ( Hz ) ’) 43 y l a b e l(’ Amplitud ’) 44 f i g u r e 45 p l o t( f , f r e q s 4 /max( f r e q s 4 ) , f , f r e q s 5 /max( f r e q s 5 ) , f , f r e q s 3 / max( f r e q s 3 ) ) 46 x l i m ( [ 0 2 0 0 0 ] )

47 l e g e n d(’ min bas ’,’ medel bas ’,’ max bas ’) 48 x l a b e l(’ f ( Hz ) ’) 49 y l a b e l(’ Amplitud ’) 50 f i g u r e 51 p l o t( f , f r e q s 6 /max( f r e q s 6 ) , f , f r e q s 7 /max( f r e q s 7 ) , f , f r e q s 3 / max( f r e q s 3 ) ) 52 x l i m ( [ 0 2 0 0 0 ] )

53 l e g e n d(’ min d i s k a n t ’,’ medel d i s k a n t ’,’ max d i s k a n t ’) 54 x l a b e l(’ f ( Hz ) ’) 55 y l a b e l(’ Amplitud ’) 56 57 Av1 = [ 1 . 1 6 2 . 0 6 3 . 1 2 4 . 0 6 4 . 4 4 4 . 7 6 4 . 6 4 . 3 6 4 . 2 4 3 . 9 2 3 . 9 2 3 . 9 2 3 . 7 6 2 . 4 1 . 4 1 ] / 0 . 8 ; 58 p h i 1 =[60 60 80 109 120 160 175 179 183 190 200 210 218 240 260 264 272]∗ −p i/ 1 8 0 ; 59 Av2 = [ 0 . 2 4 0 . 3 6 0 . 8 6 1 . 0 4 1 . 4 2 . 2 4 3 . 1 2 3 . 7 2 3 . 9 2 3 . 8 4 3 . 4 4 3 . 2 3 . 0 4 2 . 5 6 1 . 6 8 1 . 0 4 0 . 7 2 ] / 0 . 8 ; 60 p h i 2 =[60 60 74 80 85 142 152 165 168 180 193 206 215 236 285 264 272]∗ −p i/ 1 8 0 ; 61 w=[1 2 4 7 10 20 40 70 100 200 400 700 1000 2000 4000 7000 1 0 0 0 0 ] ∗ 2 ∗p i; 62 63 H1=f r d ( Av1 . ∗exp( 1 i ∗ p h i 1 ) ,w) ; 64 H2=f r d ( Av2 . ∗exp( 1 i ∗ p h i 2 ) ,w) ; 65 66 o p t i o n s = b o d e o p t i o n s ; 67 o p t i o n s . F r e q U n i t s = ’ Hz ’; 68 f i g u r e 69 bode ( H1 , o p t i o n s ) 70 h o l d on 71 bode ( H2 , o p t i o n s )

2N3904 / MMBT3904

/

PZT3904

— NPN General-Purpose Amplifier

2N3904 / MMBT3904 / PZT3904

NPN General-Purpose Amplifier

Ordering Information

Part Number Marking Package Packing Method Pack Quantity

2N3904BU 2N3904 TO-92 3L Bulk 10000

2N3904TA 2N3904 TO-92 3L Ammo 2000

2N3904TAR 2N3904 TO-92 3L Ammo 2000

2N3904TF 2N3904 TO-92 3L Tape and Reel 2000

2N3904TFR 2N3904 TO-92 3L Tape and Reel 2000

MMBT3904 1A SOT-23 3L Tape and Reel 3000

PZT3904 3904 SOT-223 4L Tape and Reel 2500

2N3904

MMBT3904

PZT3904

E B C

TO-92 _{SOT-23 SOT-223}

Mark:1A C B E E B C C

Description

This device is designed as a general-purpose amplifier and switch. The useful dynamic range extends to 100 mA as a switch and to 100 MHz as an amplifier.

2N3904 / MMBT3904

/

PZT3904

— NPN General-Purpose Amplifier

Absolute Maximum Ratings

Stresses exceeding the absolute maximum ratings may damage the device. The device may not function or be opera-ble above the recommended operating conditions and stressing the parts to these levels is not recommended. In addi-tion, extended exposure to stresses above the recommended operating conditions may affect device reliability. The absolute maximum ratings are stress ratings only. Values are at T_A = 25°C unless otherwise noted.

Notes:

1. These ratings are based on a maximum junction temperature of 150°C.

2. These are steady-state limits. Fairchild Semiconductor should be consulted on applications involving pulsed or low-duty cycle operations.

Thermal Characteristics

Values are at T_A = 25°C unless otherwise noted.

Notes:

3. Device is mounted on FR-4 PCB 1.6 inch X 1.6 inch X 0.06 inch.

4. Device is mounted on FR-4 PCB 36 mm X 18 mm X 1.5 mm, mounting pad for the collector lead minimum 6 cm2.

Symbol Parameter Value Unit

V_CEO Collector-Emitter Voltage 40 V

V_CBO Collector-Base Voltage 60 V

V_EBO Emitter-Base Voltage 6.0 V

I_C Collector Current - Continuous 200 mA

T_J, T_STG Operating and Storage Junction Temperature Range -55 to 150 °C

Symbol Parameter Maximum Unit

2N3904 MMBT3904(3) PZT3904(4)

P_D Total Device Dissipation 625 350 1,000 mW

Derate Above 25°C 5.0 2.8 8.0 mW/°C

R_θJC Thermal Resistance, Junction to Case 83.3 °C/W

2N3904 / MMBT3904

/

PZT3904

— NPN General-Purpose Amplifier

Electrical Characteristics

Values are at T_A = 25°C unless otherwise noted.

Note:

5. Pulse test: pulse width ≤ 300 μs, duty cycle ≤ 2.0%.

Symbol Parameter Conditions Min. Max. Unit

OFF CHARACTERISTICS

V_(BR)CEO Collector-Emitter Breakdown Voltage I_C = 1.0 mA, I_B = 0 40 V

V_(BR)CBO Collector-Base Breakdown Voltage I_C = 10 μA, I_E = 0 60 V

V_(BR)EBO Emitter-Base Breakdown Voltage I_E = 10 μA, I_C = 0 6.0 V

I_BL Base Cut-Off Current V_CE = 30 V, V_EB = 3 V 50 nA

I_CEX Collector Cut-Off Current V_CE = 30 V, V_EB = 3 V 50 nA

ON CHARACTERISTICS(5) h_FE DC Current Gain I_C = 0.1 mA, V_CE = 1.0 V 40 I_C = 1.0 mA, V_CE = 1.0 V 70 I_C = 10 mA, V_CE = 1.0 V 100 300 I_C = 50 mA, V_CE = 1.0 V 60 I_C =100 mA, V_CE = 1.0V 30

V_CE(sat) Collector-Emitter Saturation Voltage IC = 10 mA, IB = 1.0 mA 0.2 V

I_C = 50 mA, I_B = 5.0 mA 0.3

V_BE(sat) Base-Emitter Saturation Voltage IC = 10 mA, IB = 1.0 mA 0.65 0.85 V

I_C = 50 mA, I_B = 5.0 mA 0.95

SMALL SIGNAL CHARACTERISTICS

f_T Current Gain - Bandwidth Product IC = 10 mA, VCE = 20 V,

f = 100 MHz 300 MHz

C_obo Output Capacitance VCB = 5.0 V, IE = 0,

f = 100 kHz 4.0 pF

C_ibo Input Capacitance VEB = 0.5 V, IC = 0,

f = 100 kHz 8.0 pF NF Noise Figure I_C = 100 μA, V_CE = 5.0 V, R_S = 1.0 kΩ, f = 10 Hz to 15.7 kHz 5.0 dB SWITCHING CHARACTERISTICS t_d Delay Time V_CC = 3.0 V, V_BE = 0.5 V I_C = 10 mA, I_B1 = 1.0 mA 35 ns t_r Rise Time 35 ns t_s Storage Time _V CC = 3.0 V, IC = 10 mA, I_B1 = I_B2 = 1.0 mA 200 ns t_f Fall Time 50 ns

2N3904 / MMBT3904

/

PZT3904

— NPN General-Purpose Amplifier

Typical Performance Characteristics

Figure 1. Typical Pulsed Current Gain vs. Collector Current

Figure 2. Collector-Emitter Saturation Voltage vs. Collector Current

Figure 3. Base-Emitter Saturation Voltage vs. Collector Current

Figure 4. Base-Emitter On Voltage vs. Collector Current

Figure 5. Collector Cut-Off Current vs. Ambient Temperature

Figure 6. Capacitance vs. Reverse Bias Voltage

0.1 1 10 100 0 100 200 300 400 500

I - COLLECTOR CURRENT (mA)

h TY P IC A L P U L S E D C U R R E N T G A IN FE - 40 °C 25 °C C V = 5VCE 125 °C 0.1 1 10 100 0.05 0.1 0.15

I - COLLECTOR CURRENT (mA)

V - CO LL EC T O R-E M ITTE R VO L TA G E (V ) CESA T 25 °C C β = 10 125 °C - 40 °C 0.1 1 10 100 0.4 0.6 0.8 1

I - COLLECTOR CURRENT (mA)

V B A SE-EM ITT ER VOL T A G E (V ) BESA T C β = 10 25 °C 125 °C - 40 °C 0.1 1 10 100 0.2 0.4 0.6 0.8 1

I - COLLECTOR CURRENT (mA)

V - B A SE-EMI TTER ON VOL T A GE ( V ) BE (O N) C V = 5V_CE 25 °C 125 °C - 40 °C 25 50 75 100 125 150 0.1 1 10 100 500 T - AMBIENT TEMPERATURE ( C) I - C O LL ECT OR C URR ENT ( n A ) A V _CB = 30V CB O ° 0.1 1 10 100 1 2 3 4 5 10

REVERSE BIAS VOLTAGE (V)

CA P A CIT A NCE (p F ) C obo C ibo f = 1.0 MHz

2N3904 / MMBT3904

/

PZT3904

— NPN General-Purpose Amplifier

Typical Performance Characteristics (Continued)

Figure 7. Noise Figure vs. Frequency Figure 8. Noise Figure vs. Source Resistance

Figure 9. Current Gain and Phase Angle vs.

Frequency Figure 10. Power Dissipation vs. Ambient Temperature

Figure 11. Turn-On Time vs. Collector Current Figure 12. Rise Time vs. Collector Current

0.1 1 10 100 0 2 4 6 8 10 12 f - FREQUENCY (kHz) N F - NOI S E FI G URE ( d B) V = 5.0VCE I = 100 μA, R = 500 Ω_{C S} I = 1.0 mA R = 200Ω C S I = 50 μA R = 1.0 kΩC_S I = 0.5 mA R = 200Ω C S kΩΩ 0.1 1 10 100 0 2 4 6 8 10 12 R - SOURCE RESISTANCE ( ) N F NO IS E F IG U RE ( d B) I = 100 _C μA I = 1.0 mA_C S I = 50 _C μA I = 5.0 mAC θθ DEGR EES 0 40 60 80 100 120 140 160 20 180 1 10 100 1000 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 f - FREQUENCY (MHz) h CURRE NT GA IN ( d B) θ V = 40VCE I = 10 mAC hfe fe 0 25 50 75 100 125 150 0 0.25 0.5 0.75 1 TEMPERATURE ( C) P - PO W E R DI SSI P A TIO N (W ) D o SOT-223 SOT-23 TO-92 1 10 100 5 10 100 500

I - COLLECTOR CURRENT (mA)

TI M E ( n S) I = I = B1 C B2 Ic 10 40V 15V 2.0V t d@V = 0VCB t r @V = 3.0VCC 1 10 100 5 10 100 500

I - COLLECTOR CURRENT (mA)

t R IS E T IM E ( n s ) I = I = B1 C B2 Ic 10 T = 125°C T = 25°C_J V = 40VCC r J

2N3904 / MMBT3904

/

PZT3904

— NPN General-Purpose Amplifier

Typical Performance Characteristics (Continued)

Figure 13. Storage Time vs. Collector Current Figure 14. Fall Time vs. Collector Current

Figure 15. Current Gain Figure 16. Output Admittance

Figure 17. Input Impedance Figure 18. Voltage Feedback Ratio

1 10 100

5 10 100 500

I - COLLECTOR CURRENT (mA)

t - S T O R A G E T IM E (n s ) I = I = B1 C B2 Ic 10 S T = 125°C T = 25°C_J J 1 10 100 5 10 100 500

I - COLLECTOR CURRENT (mA)

t - F A L L T IM E (n s ) I = I = B1 C B2 Ic 10 V = 40VCC f T = 125°C T = 25°C_J J 0.1 1 10 10 100 500

I - COLLECTOR CURRENT (mA)

h - CUR R E NT GA IN V = 10 VCE C fe f = 1.0 kHz T = 25 CA o 0.1 1 10 1 10 100

I - COLLECTOR CURRENT (mA)

h O U TPU T A D M IT T A N C E ( m h os ) V = 10 VCE C oe f = 1.0 kHz T = 25 CA o μ 0.1 1 10 0.1 1 10 100

I - COLLECTOR CURRENT (mA)

h - IN PU T I M PED AN C E ( k ) V = 10 VCE C ie f = 1.0 kHz T = 25 CA o Ω 0.1 1 10 1 2 3 4 5 7 10

I - COLLECTOR CURRENT (mA)

h - V O LTA G E F E E D B A C K R A T IO ( x 1 0 ) V = 10 VCE C re f = 1.0 kHz T = 25 CA o _4

1N91x, 1N4x48, FDLL914,

FDLL4x48

Small Signal Diode

ORDERING INFORMATION

Part Number Marking Package Packing Method

1N914 914 DO−204AH (DO−35) Bulk

1N914−T50A 914 DO−204AH (DO−35) Ammo

1N914TR 914 DO−204AH (DO−35) Tape and Reel

1N914ATR 914A DO−204AH (DO−35) Tape and Reel

1N914B 914B DO−204AH (DO−35) Bulk

1N914BTR 914B DO−204AH (DO−35) Tape and Reel

1N916 916 DO−204AH (DO−35) Bulk

1N916A 916A DO−204AH (DO−35) Bulk

1N916B 916B DO−204AH (DO−35) Bulk

1N4148 4148 DO−204AH (DO−35) Bulk

1N4148TA 4148 DO−204AH (DO−35) Ammo

1N4148−T26A 4148 DO−204AH (DO−35) Ammo

1N4148−T50A 4148 DO−204AH (DO−35) Ammo

1N4148TR 4148 DO−204AH (DO−35) Tape and Reel

1N4148−T50R 4148 DO−204AH (DO−35) Tape and Reel

1N4448 4448 DO−204AH (DO−35) Bulk

1N4448TR 4448 DO−204AH (DO−35) Tape and Reel

FDLL914 Black SOD−80 Tape and Reel

FDLL914A Black SOD−80 Tape and Reel

FDLL914B Black SOD−80 Tape and Reel

FDLL4148 Black SOD−80 Tape and Reel

FDLL4148−D87Z Black SOD−80 Tape and Reel

FDLL4448 Black SOD−80 Tape and Reel

FDLL4448−D87Z Black SOD−80 Tape and Reel

www.onsemi.com

SOD−80 COLOR BAND MARKING DEVICE 1ST BAND FDLL914 BLACK FDLL914A BLACK FDLL914B BLACK FDLL4148 BLACK FDLL4448 BLACK

-1st band denotes cathode terminal and has wider width

LL−34

THE PLACEMENT OF THE EXPANSION GAP HAS NO RELATIONSHIP TO THE LOCATION OF THE CATHODE TERMINAL

SOD80 Cathode Band

DO−35

1N91x, 1N4x48, FDLL914, FDLL4x48

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS (Values are at TA = 25°C unless otherwise noted) (Note 1)

Rating Symbol Value Unit

Maximum Repetitive Reverse Voltage VRRM 100 V

Average Rectified Forward Current I_O 200 mA

DC Forward Current I_F 300 mA

Recurrent Peak Forward Current I_f 400 mA

Non−repetitive Peak Forward Surge Current Pulse Width = 1.0 s I_FSM 1.0 A

Pulse Width = 1.0 ms 4.0 A

Storage Temperature Range T_STG −65 to +200 _°C

Operating Junction Temperature Range TJ −55 to +175 °C

Stresses exceeding those listed in the Maximum Ratings table may damage the device. If any of these limits are exceeded, device functionality should not be assumed, damage may occur and reliability may be affected.

1. These ratings are limiting values above which the serviceability of the diode may be impaired.

THERMAL CHARACTERISTICS

Parameter Symbol Max Unit

Power Dissipation PD 500 mW

Thermal Resistance, Junction−to−Ambient R_qJA 300 °C

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (Values are at TA = 25°C unless otherwise noted) (Note 2)

Symbol Parameter Conditions Min Max Unit

VR Breakdown Voltage IR = 100 mA 100 V IR = 5.0 mA 75 V VF Forward Voltage 914B / 4448 IF = 5.0 mA 0.62 0.72 V 916B IF = 5.0 mA 0.63 0.73 V 914 / 916 / 4148 IF = 10 mA 1.0 V 914A / 916A IF = 20 mA 1.0 V 916B IF = 20 mA 1.0 V 914B / 4448 IF = 100 mA 1.0 V IR Reverse Leakage VR = 20 V 0.025 mA VR = 20 V, TA = 150°C 50 mA VR = 75 V 5.0 mA

CT Total Capacitance 916/916A/916B/4448 VR = 0, f = 1.0 MHz 2.0 pF

914/914A/914B/4148 VR = 0, f = 1.0 MHz 4.0 pF

t_rr Reverse Recovery Time I_F = 10 mA, V_R = 6.0 V (600 mA)

Irr = 1.0 mA, RL = 100 W

4.0 ns

Product parametric performance is indicated in the Electrical Characteristics for the listed test conditions, unless otherwise noted. Product performance may not be indicated by the Electrical Characteristics if operated under different conditions.

1N91x, 1N4x48, FDLL914, FDLL4x48

TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS

110 120 130 140 150 160 Ta=25oC 1 Reverse Vol tage, V R [V]

Reverse Current, IR [uA]

Figure 1. Reverse Voltage vs. Reverse Current B_V − 1.0 to 100 mA 0 20 40 60 80 100 120 10 20 30 50 70 100 Ta= 25oC Rever se Cur re nt , I R [n A] Reverse Voltage, VR [V]

GENERAL RULE: The Reverse Current of a diode will approximately double for every ten (10) Degree C increase in Temperature

Figure 2. Reverse Current vs. Reverse Voltage I_R − 10 to 100 V 250 300 350 400 450 500 550 Ta= 25o C Forw a rd Vol tage, V R [mV]

Forward Current, IF [uA]

Figure 3. Forward Voltage vs. Forward Current V_F − 1 to 100 mA 450 500 550 600 650 700 750 0.1 Ta= 25o C Forw a rd Vol tage, V F [mV]

Forward Current, IF [mA]

Figure 4. Forward Voltage vs. Forward Current V_F − 0.1 to 10 mA 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 10 Ta= 25o C For war d Voltage, V F [m V ]

Forward Current, IF [mA]

Figure 5. Forward Voltage vs. Forward Current V_F − 10 to 800 mA 0.01 0.1 1 10 300 400 500 600 700 800 900 3 0.3 0.03 Typical Ta= −40o C Ta= 25o C Ta= +65o C For war d Voltage, V F [m V ]

Forward Current, IF [mA]

Figure 6. Forward Voltage vs. Ambient Temperature

V_F - 0.01 - 20 mA (- 40 to +65°C)

2 3 5 10 20 30 50 100

1 2 3 5 10 20 30 50 100 0.2 0.3 0.5 1 2 3 5 10

1N91x, 1N4x48, FDLL914, FDLL4x48

TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS

0 0.75 0.80 0.85 0.90 TA = 25 o C Total Capacitance (pF) REVERSE VOLTAGE (V)

Figure 7. Total Capacitance

10 20 30 40 50 60 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 Ta = 25o C Rever se Recover y Time, t rr [ns]

Reverse Recovery Current, Irr [mA]

IF = 10mA , IRR = 1.0 mA , Rloop = 100 Ohms

Figure 8. Reverse Recovery Time vs. Reverse Recovery Current

0 50 100 150 0 100 200 300 400 500

IF(AV)− Average Rectified Current − mA

Current (mA)

Ambient Temperature (o_C)

Figure 9. Average Rectified Current (I_F(AV)) vs. Ambient Temperature (T_A)

Figure 10. Power Derating Curve

0 50 100 200 0 100 200 300 400 500 P o wer Dissipation, P Temperature (oC) 150 [m W] D

DO−35 and LL−34 / SOD−80