Laddningsförstärkare för mätning av triboelektrisk störning i lågbruskabel

AKADEMIN FÖR TEKNIK OCH MILJÖ

Avdelningen för elektroteknik, matematik och naturvetenskap

Laddningsförstärkare för mätning av

triboelektrisk störning i lågbruskabel

Eventuell underrubrik på ditt arbete

Karl-Olov Wallin

2020

Examensarbete, Grundnivå (högskoleingenjörsexamen), 15 hp Elektronik

Förord

Jag vill tacka Richard Andersson, elektroingenjör på Habia Cable AB, som kom med idén till detta arbete och som under arbetets gång delat med sig av sina kunskaper och erfarenheter på ett otroligt inspirerande sätt.

Jag vill också tacka Fredrik Holmqvist, som levererade kablar och utrustning så att jag kunde utföra arbetet hemifrån, och Niklas Martinelle som utförde jämförande mätningar med Habia Cables befintliga lågbrusmätare.

Sammanfattning

Målet med detta arbete var att konstruera en mycket känslig laddningsförstärkare som kan detektera och förstärka laddningar i storleksordningen femtocoulomb. Laddningsförstärkaren är tänkt att användas vid Habia Cables kabeltillverkning för att karaktärisera lågbruskabel med avseende på störning genererad av triboelektrisk uppladdning.

Den bästa lågbruskabel Habia Cable tillverkar, så kallad super-lågbruskabel, uppvisar så låg triboelektrisk störning att vanliga laddningsförstärkare inte kan detektera den, därav behovet av en känsligare laddningsförstärkare.

I en inledande litteraturstudie söktes information om triboelektrisk uppladdning och hur triboelektrisk uppladdning orsakar störning i kablar. Genom litteraturstudien in-hämtades också teori kring hur laddningsförstärkare är uppbyggda och vilka speciella krav som ställs på dessa för att kunna detektera mycket små laddningar. Sedan vid-tog arbete med att konstruera en laddningsförstärkare med kretsdesign, kretskorts-design, lödning, inbyggnad och testning.

Abstract

The goal of this project was to construct a sensitive charge amplifier that could de-tect and amplify femtocoulomb charges. The charge amplifier is to be used at Habia Cable manufacturing sites to quantify the triboelectric noise performance of low-noise cables.

Super-low-noise cables manufactured by Habia Cable perform so well regarding tri-boelectric noise that common charge amplifiers cannot detect the noise, thus the need for a more sensitive charge amplifier.

Initially a literature study was performed in order to better understand triboelectric charging and triboelectric noise in cables. Thru the literature study knowledge of charge amplifiers and low charge measurements was also gained. After the literature study a charge amplifier was constructed. Work included circuit design, PCB de-sign, soldering, construction of enclosure and testing.

Innehållsförteckning

2.1 Vad är triboelektrisk uppladdning? ... 3

2.2 Triboelektrisk störning i kablar ... 5

2.2.1 Halvledande skikt i lågbruskabel. ... 5

2.3 Laddningsförstärkare för att mäta triboelektrisk störning i kabel ... 6

2.3.1 Laddningsförstärkarens överföringsfunktion ... 7

2.3.2 Förströmmarnas påverkan på laddningsförstärkaren ... 9

2.3.3 Kvasi-statisk respektive dynamisk mätning. ... 9

2.3.4 Läckströmmar och Guarding ... 11

2.3.5 Skärmning ... 11

3 Process och resultat ... 12

3.1 Lågbrusmätaren på blockschema-nivå ... 12

3.2 Lågbrusmätaren på kretsschema-nivå ... 13

3.2.1 Laddningsförstärkare och utgångsförstärkare ... 13

3.2.2 Fyrkantvågsgenerator ... 15 3.2.3 Spänningsdel ... 16 3.3 Speciella komponentval ... 17 3.3.1 Operationsförstärkare ... 17 3.3.2 Kondensatorer ... 18 3.3.3 Reläer ... 19 3.4 Kretskortslayout ... 19 3.4.1 Jordplan ... 20 3.4.2 Guard ... 20

3.4.3 Skärm-vior och via-söm... 21

3.5 Tillverkning / Montering ... 21

3.6 Testning ... 22

3.6.1 Initial kalibrering ... 22

3.6.2 Funktionstest med inbyggd fyrkantvåg ... 22

3.6.3 Kvasi-statisk och dynamisk mätning samt tidskonstanten τ. ... 23

3.6.4 Frekvensgång ... 24

3.6.5 Mätning av laddningsförstärkarens förström ... 25

3.6.6 Mätning av offsetspänning ... 26

3.7 Mätning av lågbruskabel ... 27

1 Introduktion

Ett vanligt medium för överföring av elektriska signaler är koaxialkabeln. Koaxialka-beln består av en mittledare och en cylindriskt formad returledare, separerade av ett dielektrikum. Som dielektrikum används elektriskt isolerande polymerer som Poly-tetrafluoreten (PTFE) eller Polyeten (PE).

När en kabel utsätts för mekanisk påverkan, så som böjning och vibrationer, uppstår triboelektrisk störning i kabeln. Den triboelektriska störningen kan vara ett problem om kabeln används med sensorer som ger låg signalstyrka, då störningen kan vara i samma storleksordning som signalen som ska förmedlas. Det har till exempel kon-stateras att störning som uppstått i koaxialkabel på grund av mekanisk påverkan or-sakat störningar i den automatiska styrningen av effekten i en kärnkraftreaktor, vil-ket i värsta fall skulle kunna orsaka allvarlig skada på utrustning och omgivning [1]. Lågbruskabel är en typ av koaxialkabel som designats för att ge låg triboelektrisk störning. Ett vanligt användningsområde för lågbruskabel är tillsammans med acce-lerometrar. Accelerometern avger en laddnings-signal som överförs via en kabel till en laddningsförstärkare. Eftersom laddningsförstärkaren inte kan avgöra om signalen kommer från accelerometern eller genererats på grund av triboelektrisk störning i kabeln används lågbruskabel för att så lite triboelektrisk störning som möjligt ska ge-nereras av kabeln. Andra instrument och sensorer till vilka man använder lågbruska-bel är till exempel picoampere-metrar, jonisationskammare, fotodetektorer, mikro-foner, medicinska instrument för ECG och EEG med mera.

På Habia Cable tillverkas lågbruskablar som används till exempel till vibrationssen-sorer i passagerarflygplan och till strålningssenvibrationssen-sorer i kärnkraftsreaktorer. Det kan lätt inses att det i dessa fall vore mycket olycklig om en lågbruskabel som inte klarar kraven med avseende på triboelektrisk störning installeras i kundens applikation. Vid tillverkning av lågbruskablar på Habia Cable finns således ett behov av att testa kablarnas prestanda genom att mäta hur mycket triboelektrisk störning som uppstår i kabeln. Vid ett sådant test används en laddningsförstärkare (engelska charge

Figur 1. Illustration av testmetod för mätning av triboelektrisk störning i lågbruskabel. Kabel under test fästs i en loop. När loopen böjs fram och tillbaka uppstår en laddningsvåg i kabeln som detekteras

av laddningsförstärkaren och synliggörs som en spänning på oscilloskopet.

Den bästa lågbruskabel som Habia Cable tillverkar, så kallade super-lågbruskabel, uppvisar så låg triboelektrisk störning att Habia Cables befintliga laddningsförstär-kare, och många högpresterande kommersiella laddningsförstärladdningsförstär-kare, inte klarar av att detektera störningen. En bidragande orsak till det är att kommersiella laddnings-förstärkare ofta är anpassade för att användas med någon typ av sensor och innehåller mätkablar som har samma eller sämre prestanda än den kabel Habia Cable önskar karaktärisera.

Elektrometrar som kan mäta så låga laddningar som femtocoulomb är å andra sidan olämpliga för att mäta triboelektrisk störning i kabel eftersom de oftast är avsedda för DC-mätning.

Därmed finns behovet av att utveckla en skräddarsydd laddningsförstärkare med känslighet ner till femtocoulomb-området för ändamålet att kvantifiera triboelekt-risk störning i lågbruskabel.

1.2 Mål och avgränsningar

Målet med detta arbete är att utveckla en lågbrusmätare baserad på en laddningsför-stärkare som klarar av att detektera laddningar i storleksordningen femtocoulomb. Förhoppningen att möjliggöra kvantifiering av triboelektrisk störning i super-låg-bruskabel. Arbetet utförs för Habia Cable.

Lågbrusmätaren ska tillverkas av vanligt förekommande komponenter och arbetet omfattar kretsdesign, framtagning av kretskort, lödning, konstruktion av inbyggnad-låda samt framtagning av en kalibreringsmetod. Konstruktionen testas sedan genom karaktärisering av några olika kabeltyper med avseende på triboelektrisk störning. För en inledande litteraturstudie uppsattes två frågeställningar

 Vad är triboelektrisk störning i kabel?

 Hur är en laddningsförstärkare uppbyggd?

2 Teori

I detta kapitel redogörs för vad triboelektrisk uppladdning är, hur det orsakar stör-ning i koaxialkabel samt hur det motverkas med hjälp av halvledande skikt i låg-bruskabel. Här presenteras också teori kring laddningsförstärkare och dess uppbygg-nad.

2.1 Vad är triboelektrisk uppladdning?

Triboelektrisk uppladdning är en elektrostatisk uppladdning som uppstår när två olika material kommer i kontakt och gnids mot varandra. Då sker en laddningsför-flyttning varpå det ena materialet blir positivt laddat och det andra negativt. Redan 600 f.Kr. beskrevs hur bärnsten (grekiska elektron) kunde attrahera föremål efter att ha gnidits (grekiska tribos) med djurpäls [2], [3]. Ett exempel på triboelektrisk upp-laddning som de flesta nog känner igen är hur en ballong kan laddas genom att gni-das mot håret för att sedan kunna fästas mot väggen.

Tabell 1. Triboelektrisk serie. Rena polymerer i rött, rena metaller i blått [5].

More positively charged (+) ▲

Rabbit’s Fur, Hair Brass

Glass Silver

Mica Gold

Wool Polyester (PET)

Nylon Polystyrene

Lead Acrylic

Silk Polyvinyl chloride

Aluminium Polyvinyl chloride w/plasticizer

Paper Silicon

Wood Polyethylene

Amber Polypropylene

Sealing wax Polytrifluorochloroethylene

Rubber balloon PTFE

Nickel Silicon Rubber

Copper Ebonite

▼ More Negatively Charged (-)

Vissa skillnader kan förkomma mellan olika triboelektriska serier, men vid jämfö-relse av fyra triboelektriska serier publicerade under en 90 års period konstaterades skillnaderna vara påfallande små [4].

2.2 Triboelektrisk störning i kablar

Självgenererat brus i kablar på grund av mekanisk påverkan kan ha flera orsaker som piezoelektriskt effekt, förändring av kabelns kapacitans eller triboelektrisk uppladd-ning, men flera studier pekar på triboelektrisk uppladdning som den huvudsakliga orsaken [7], [8].

Triboelektrisk uppladdning i koaxialkabel uppstår då returledare och dielektrikum kommer i kontakt och gnids mot varandra, till exempel vid böjning av kabeln. En beskrivning av hur triboelektrisk störning uppstår i koaxialkabel presenteras i [8]. Kortfattat beskrivs att en uppladdning sker vid kontakt och gnidning mellan skärm och dielektrikum. Vid rörelse separeras returledare och dielektrikum under korta stunder varpå en tillfällig luftkondensator uppstår. Vid rörelsen omvandlas alltså mekanisk energi till elektrisk energi lagrad i luftkondensatorn. Då luftkondensatorn sitter i serie med kondensatorn mellan returledare och mittledare kan den påverka mittledaren och ge störning på signalen. Påverkan kan ske dels genom strömmar som uppstår då luftkondensatorn laddas upp eller ur på grund av friktion, eller på grund av att variationer i luftgapet ger spänningsvariationer över luftkondensatorn.

2.2.1 Halvledande skikt i lågbruskabel.

Lågbruskabel är en typ av koaxialkabel som designats för att minska inverkan av tri-bolelektrisk störning genom att ett halvledande skikt införts mellan dielektrikum och returledare enligt Fig. 2.

Figur 2. Lågbruskabelns uppbyggnad. 1. Mittledare. 2.Dielektrikum. 3. Halvledande skikt. 4. Returledare (skärm). 5. Mantel

Det halvledande skiktet minskar den triboelektriska störningen men ger kraftigt ökad dämpning vid frekvenser över 30 MHz vilket visats i [7]. Därför är lågbruska-bel endast lämpad för användning vid frekvenser lägre än detta. Eftersom triboelekt-riskt brus genereras av rörelser har bruset betydligt lägre frekvens än 30 MHz, där-för är triboelektrisk störning sällan ett stort problem vid högre frekvenser [7]. Super-lågbruskabel har förutom ett halvledande skikt mellan returledare och die-lektrikum även har ett halvledande skikt mellan mittledare och diedie-lektrikum, enligt Fig. 3, för att ytterligare minska inverkan av triboelektrisk störning.

Figur 3. Super-lågbruskabelns uppbyggnad. 1. Mittledare. 2. Halvledande skikt. 3. Dielektrikum. 4. Halvledande skikt. 5. Returledare (skärm). 6. Mantel.

Det faktum att ett halvledande skikt används även mellan mittledare och dielektri-kum för att ytterligare minska triboelektrisk störning i super-lågbruskabel antyder att en viss triboelektrisk uppladdning sker även mellan mittledare och dielektrikum. Dock är denna uppladdning troligtvis betydligt mindre på grund av den mindre kon-taktytan mellan mittledare och dielektrikum och mindre rörelse dem emellan.

2.3 Laddningsförstärkare för att mäta triboelektrisk störning i kabel

För att mäta laddning kan sambandet mellan laddningen på och spänningen över en kondensator utnyttjas. Sambandet lyder

𝑞 = 𝐶𝑢𝐶 (2.1)

där q är laddningen på kondensatorn, C är kondensatorns kapacitans och uC är

spän-ningen över kondensatorn. En uppmätt spänning över en kondensator med känd ka-pacitans ger alltså indirekt ett mått på laddningen på kondensatorn.

Sambandet mellan laddningen på och spänningen över en kondensator utnyttjas i en laddningsförstärkare som i sitt enklaste utförande är en operationsförstärkare åter-kopplad med en kondensator enligt Fig.4. Laddningsförstärkaren ger en spänning vut

på utgången som är proportionell mot laddningen qin på ingången enligt

𝑣𝑢𝑡 = −

1

Fördelar med laddningsförstärkaren är att operationsförstärkaren kommer att hålla spänningen på ingången när jordpotential, vilket minskar risken för läckströmmar, och att den är nästintill oberoende av laddningskällans kapacitans [9]. Även om kret-sen för laddningsförstärkaren enligt Fig.4 är påfallande enkel så gör det låga mätom-rådet i den tänkta applikationen att några orsaker till mätfel måste tas i beaktande vid designen, så som förströmmar, läckströmmar och störning från omgivning.

Figur 4. Kopplingsschema för laddningsförstärkaren. Z representerar återkopplingens komplexa impedans.

2.3.1 Laddningsförstärkarens överföringsfunktion

För att förstå laddningsförstärkaren enligt Fig.4 lite bättre kan dess överförings-funktion från laddning till spänning härledas.

Antag att operationsförstärkaren kan betraktas som ideal, det vill säga strömmen på ingångarna är noll. Noll ström på ingångarna betyder att hela strömmen iin går till

kondensatorn C och att det inte finns någon potentialskillnad mellan ingångarna. Ett uttryck för spänningen vut kan fås genom potentialvandring från vut till jord över

kondensatorn C och operationsförstärkarens ingångar. Låt Z beteckna återkopplings-kondensatorns komplexa impedans. Kirchhoffs spännings-lag tillsammans med Ohms lag ger

𝑣_𝑢𝑡 + 𝑖_𝑖𝑛𝑍 = 0 (2.3) ⇕

𝑣𝑢𝑡 = −𝑖𝑖𝑛𝑍 (2.4)

Men iin kan skrivas som derivatan av laddningen qin

𝑣_𝑢𝑡 = −𝑑𝑞𝑖𝑛

För att bestämma överföringsfunktionen behöver uttrycket (2.5) Laplacetransforme-ras. Vid transformering utnyttjas att derivering i tidsdomän motsvarar multiplikation med laplaceoperatorn s i Laplacedomän samt att den komplexa impedansen Z för kondensatorn ges av 1/(sC). 𝑉_𝑢𝑡 = −𝑠𝑄_𝑖𝑛 1 𝑠𝐶 (2.6) ⇕ 𝑉_𝑢𝑡 𝑄𝑖𝑛 = − 1 𝐶 (2.7)

2.3.2 Förströmmarnas påverkan på laddningsförstärkaren

Idealt sett går ingen ström på en operationsförstärkares ingångar. I verkligheten exi-sterar dock små så kallade förströmmar (engelska input bias current) på ingångarna. Då förströmmarna är små kan de oftast försummas och operationsförstärkaren be-traktas som ideal, men i laddningsförstärkarkopplingen måste de tas i beaktande. Ett problem med laddningsförstärkaren enligt Fig.4 är att operationsförstärkarens förströmmar kontinuerligt bidrar till laddningen på kondensatorn vilket kommer ge drift av utspänningen. Att förströmmarna påverkar mätresultatet betyder att en op-erationsförstärkare med låga förströmmar är önskvärd, detta är fallet med operat-ionsförstärkare vars ingångstransistorer är av JFET typ [10].

2.3.3 Kvasi-statisk respektive dynamisk mätning.

Det finns två vanliga sätt att komma till rätta med drift av utspänningen i en ladd-ningsförstärkarkoppling, dessa nämns i bland annat [9], [10]. Den ena metoden är att koppla en strömbrytare parallellt med kondensatorn i återkopplingen, den andra är att koppla ett motstånd parallellt med kondensatorn. I Fig. 5 ses kretsscheman för de två fallen.

Figur 5. Laddningsförstärkarkopplingar med strömbrytare respektive resistor i återkopplingen.

Strömbrytarens syfte är helt enkelt att ge möjlighet till snabb urladdning av konden-satorn genom att kortsluta den. På så sätt kan utspänningen återföras till noll när den drivit för långt. Med strömbrytare sluten blir förstärkarkretsen en icke-inverterande spänningsföljare med jordad ingång.

𝑉_𝑢𝑡 = −𝑠𝑄_𝑖𝑛 𝑅 1 𝑠𝐶 𝑅 +_𝑠𝐶1 = −𝑠𝑄𝑖𝑛 𝑅 𝑠𝑅𝐶 + 1 (2.8) ⇕ 𝑉_𝑢𝑡 𝑄_𝑖𝑛 = − 𝑠𝑅 𝑠𝑅𝐶 + 1 (2.9)

Av överföringsfunktionen (2.9) kan utläsas att införandet av en resistor i återkopp-lingen har givit laddningsförstärkningen ett frekvensberoende av högpasskaraktär. Vid låga frekvenser, då s går mot noll, går Vut/Qin mot noll. Vid höga frekvenser då s

går mot oändligheten går Vut/Qin mot -1/C. Brytfrekvensen finns vid 1/RC rad/s.

Den asymptotiska frekvensgången illustreras i Fig. 6.

Figur 6. Laddningsförstärkarens asymptotiska frekvensgång då resistor införts i återkopplingen.

Resistorn gör alltså att kretsens strömintegrerande funktion trycks ner vid låga fre-kvenser, då dominerar istället resistorn i återkopplingen och kretsen beter sig som en strömförstärkare med förstärkningen -R. Likström kommer alltså att istället för drift av utspänningen ge en konstant komponent i utspänningen, som lätt kan subtra-heras bort vid mätning. När frekvensen ökar går överföringsfunktionen i (2.9) mot överföringsfunktionen i (2.7) och strömintegrationen fungerar som i fallet utan re-sistorn.

Införandet av en resistor i återkopplingen ger också en väg för kondensatorn att ur-laddas. Urladdningen av kondensatorn sker med tidskonstant τ enligt

𝜏 = 𝑅𝐶 (2.10)

Mätning utan resistor i återkopplingen kallas kvasi-statisk mätning och mätning med resistor i återkopplingen kallas dynamisk mätning [12]. I Fig. 7 illustreras skillnaden mellan kvasi-statisk och dynamisk mätning. Vid kvasi-statisk mätning driver utspän-ningen uppåt eller neråt enligt de streckade linjerna på grund av operationsförstärka-rens förström. Vid dynamisk mätning sker ingen drift, men kondensatorn laddas sakta ur med tidskonstanten τ.

Figur 7. Illustration av kvasi-statisk mätning till vänster och dynamisk mätning till höger, vid stegformad laddningspuls på ingången.[12]

2.3.4 Läckströmmar och Guarding

En laddningsförstärkare som ska kunna mäta laddning i sub-picocoulomb-området är mycket känslig för läckströmmar [11], [13]. Ett räkneexempel visar att det mellan två parallella ledningar på ett vanligt kretskort kan råda en resistans på 1011_{, vid}

en potentialskillnad på 15V uppstår då en läckström på 150 pA [11]. 150pA motsva-rar 150pC/s, vilket är cirka tusen gånger större än de signaler som önskas mäta. En vedertagen metod för att minska risken för läckströmmar kallas guarding och be-skrivs i [11], [13], [14]. Guarding innebär att känsliga noder på kretskortet omges av en ledning, ”guard”, som drivs av en lågimpediv källa till samma potential som den utsatta noden. På så sätt skapas ett ekvipotentiellt område kring den utsatta noden. Då potentialskillnaden är nära noll mellan guard och nod minimeras risken för läck-ström däremellan.

Implementering av guard i en inverterande förstärkarkoppling (som laddningsför-stärkaren är) beskrivs i [11]. Guard-ledningen kopplas till den icke inverterande in-gången på operationsförstärkaren och ska sedan omringa den inverterande inin-gången på båda sidor av kretskortet. Guardledningarna på de båda sidorna bindas samman på ett flertal punkter.

2.3.5 Skärmning

3 Process och resultat

Detta arbete har utgått från en skiss på ett kretsschema för en laddningsförstärkare som tagits fram på Habia Cable. Arbetet har innefattat fördjupning i kretsschema och komponentval, framtagning av kretskortslayout med mjukvaran

Circuit-Maker[15], lödning av kretskort, montering i inbyggnadslåda, kalibrering samt test-ning och analys av elektriska parametrar på färdig konstruktion.

3.1 Lågbrusmätaren på blockschema-nivå

I Fig. 1 i introduktionen ges ett övergripande blockschema som beskriver hur låg-bruskabel testas för triboelektrisk störning med en lågbrusmätare innehållande en laddningsförstärkare. I Fig. 8 ses ett mer detaljerat blockschema för den lågbrus-mätare som konstruerats i detta arbete. I figuren återfinns laddningsförstärkaren i mitten illustrerad med en kondensatoråterkopplad operationsförstärkare. Ladd-ningsförstärkaren följs av två utgångsförstärkare med tio respektive hundra gångers förstärkning som ytterligare förstärker laddningsförstärkarens utsignal innan den presenteras på ett oscilloskop.

Eftersom laddningsförstärkaren är inverterande, enligt uttrycket (2.7), görs ut-gångsförstärkarna också inverterande, vilket resulterar i att lågbrusmätaren som hel-het blir icke-inverterande. Utspänningarna vut10x respektive vut100X på

lågbrusmäta-rens tio- respektive hundra-gångersutgång fås genom att multiplicera uttrycket (2.2) med -10 respektive -100 𝑣_{𝑢𝑡10𝑋} =10 𝐶 𝑞𝑖𝑛 (3.1) 𝑣𝑢𝑡100𝑋 = 100 𝐶 𝑞𝑖𝑛 (3.2)

Längst ner till vänster i Fig. 8 finns ett block som representerar en fyrkantvågsgene-rator. Fyrkantvågen utgör en referenssignal som kan kopplas in på laddningsförstär-karens ingång för funktionstest av lågbrusmätaren.

Hela konstruktionen kommer att byggas in i en skärmad låda av metall vilken förses med kontakter för anslutning av matningsspänning och kabel till oscilloskop. Inbygg-nadslådan ska var öppningsbar så att inkopplingen av mätobjektet sitter skärmad i lå-dan. På lådan monteras även vippströmbrytare för av- och på-slagning, inkoppling av fyrkantvåg, växling mellan kvasi-statisk och dynamisk mätning samt nollställning.

Figur 8. Blockschema för konstruerad lågbrusmätare.

3.2 Lågbrusmätaren på kretsschema-nivå

Kretsschemat för den konstruerade laddningsförstärkaren presenteras i tre delar, förstärkardel, fyrkantvågsgenerator och spänningsdel. Förstärkardelen innehåller laddningsförstärkaren samt de två utgångsförstärkarna, fyrkantvågsgeneratorn består av en krets för generering av fyrkantvåg och spänningsdelen innehåller spänningsre-gulatorer och avkopplingskondensatorer. I Bilaga A finns en strukturlista över alla komponenter som ingår i kretsschemat.

3.2.1 Laddningsförstärkare och utgångsförstärkare

Förstärkardelens kretsschema ses i Fig. 9. Laddningsförstärkaren är uppbyggd av en operationsförstärkare U1 återkopplad med kondensator C1. På

laddningsförstärka-rens ingång har seriekopplats en strömbegränsande resistor R1 för att skydda

operat-ionsförstärkarens ingång. Med relä K1 kan återkopplingskondensatorn C1 urladdas

via en resistor R4 för att nollställa laddningsförstärkaren inför en ny mätning. Med

relä K2 kan ett stort motstånd R2+R3 kopplas in parallellt med kondensatorn C1 i

återkopplingen för att möjliggöra växling mellan kvasi-statisk och dynamisk mät-ning.

Laddningsförstärkaren följs av två utgångsförstärkare, U2A och U2B i Fig. 9, som är

konfigurerade som första ordningens inverterande aktiva lågpassfilter med tio re-spektive hundra gångers förstärkning i passbandet. De två förstärkarkopplingarna är identiska så när som på olika storlekar på resistorerna R5 och R8 vilket ger dem olika

bryt-Figur 9. Kretsschema för laddningsförstärkare och utgångsförstärkare. Cirkelformade jordpunkter ansluts till guardledning.

Utgångsförstärkarens överföringsfunktion ges av 𝐴(𝑠) = −

𝑅₆+ 𝑅₇ 𝑅₅

1 + 𝑠𝐶₂(𝑅₆+ 𝑅₇) (3.3) där (R6+R7)/R5 utgör lågfrekvensförstärkningen och 1/(2πC2(R6+R7)) Hz utgör

brytfrekvensen för lågpassfiltret.

I utgångsförstärkarnas återkoppling utgörs resistorerna R7 och R13 av 12-varviga

pre-cisions-trimpotentiometrar som möjliggör finjustering av förstärkningen vid kalibre-ring av lågbrusmätaren.

Då utgångsförstärkarna kommer att belastas kapacitivt av kablarna till oscilloskopet finns risk för instabilitet. Resistorerna R10 och R14 på utgångarna verkar

3.2.2 Fyrkantvågsgenerator

I Fig. 10 presenteras kretsschemat för fyrkantvågsgeneratorn. Fyrkantvågen är tänkt att kunna användas för att göra ett snabbt funktionstest av laddningsförstärkaren. Fyrkantvågen utgör en referenssignal som kan kopplas in på laddningsförstärkarens ingång för att kontrollera att utsignalen är riktig. Fyrkantvågen genereras med hjälp av en 555-timer, U3 i figuren, som konfigurerats som en astabil multivibrator med

pulskvot på 50% enligt [17]. Kondensator C6 och trimpotentiometer R21 ger en

tids-konstant som styr pulslängden på fyrkantvågen på utgången. Med trimpotentiometer R21 kan tidskonstanten och därmed fyrkantvågens frekvens fsqw justeras. Frekvensen

ges av uttrycket (3.4) enligt [17].

𝑓_𝑠𝑞𝑤 = 1

1,4𝑅₂₁𝐶₆ (3.4) På 555-timerns utgång sitter en precisions-spännings-shunt, VR5 i figuren.

Precis-ions-spännings-shunten har valts för sin höga stabilitet och låga temperatur-koeffici-ent för att spänningen inte ska driva med till exempel belastning eller temperatur. Motståndet R18 och trimpotentiometern R19 bildar en spänningsdelare och med

trimpotentiometern kan fyrkantvågens amplitud finjusteras. Med relä K3 kan

fyr-kantvågen kopplas in på laddningsförstärkarens ingång. Matningen till reläet är också kopplat till 555-timerns reset ingång vilket stänger av kretsen när den inte är in-kopplad.

3.2.3 Spänningsdel

Spänningsdelens uppgift är att skapa de matningsspänningar som behövs till kretsen. De matningsspänningar som behövs är ±2.5 V för matning av operationsförstärka-ren U1, ±12 V för matning av operationsförstärkaren U2 samt 2,5 V till 555-timern

U3. Kretsschemat för spänningsdelen presenteras i Fig. 11.

Figur 11. Kretsschema för spänningsdel.

Spänningsdelen matas med en nätadapter 12 V DC till ingången märkt 12V i figu-ren. Efter ingången sitter en säkring för att skydda kretsen. En switchad DC/DC omvandlare, PS1 i figuren, omvandlar enkelmatningen 12 V till dubbelmatning ±15

V. I påföljande steg regleras ±15 V ner till ±12 V i linjära regulatorer VR1 och VR2,

och i ett sista steg regleras ±12 V ner till ±2,5 V i linjära regulatorer VR3 och VR4.

laddningsförstär-Regulatorerna VR3 och VR4 har ställbar utspänning som konfigureras med två

ex-terna resistorer. Utspänningen Vout från regulatorn VR3 ges enligt

𝑉_𝑜𝑢𝑡 = 𝑉_𝑟𝑒𝑓(1 +𝑅23

𝑅22) + 𝐼𝑎𝑑𝑗 ∙ 𝑅23 (3.5)

där Vref = 1,25 V och Iadj = 50 µA är typvärden från databladet [18].

Spänningsregulatorn VR4 är VR3s motsvarighet för negativ spänning och

konfigure-ras enligt samma princip som VR3.

3.3 Speciella komponentval

I Bilaga A finns en komplett strukturlista över alla komponenter som ingår i krets-schemat. Vissa av dessa komponenter har valts med extra noggrannhet för att de har egenskaper som är kritiska för denna konstruktion. I detta kapitel beskrivs dessa komponenter och egenskaper.

3.3.1 Operationsförstärkare

Som framkommit i teoridelen är låga förströmmar en nyckelegenskap för den oper-ationsförstärkare som ska fungera som laddningsförstärkare, det vill säga U1 i Fig. 9.

För detta ändamål används operationsförstärkaren LMP7721 från Texas Instru-ments. LMP7721 har specificerade förströmmar med typvärde ±3 fA och maxvärde ±20 fA vid 25°C [19]. Vid genomförandet av projektet var detta en av de operat-ionsförstärkare med lägst förströmmar som fanns att köpa hos de stora komponent-återförsäljarna.

Som också framgått av teoridelen gör den låga insignalstyrkan det viktigt att ingång-arna till laddningsförstärkaren helt omges av en guard-ledning för att undvika läck-strömmar. LMP7721 är designad för sådana applikationer och har ingångarna åt-skilda från matning och utgång med två oanvända anslutningar vilka kan anslutas till guard-ledningen för att få guard ända in till kretsens kapsel [19].

Operationsförstärkarna U2 fungerar inte som laddningsförstärkare och har därför

inte samma krav på låg förström som U1. För dessa förstärkare bedömdes låg

offset-spänning som en viktigare parameter. Därför valdes till utgångsförstärkarna en oper-ationsförstärkare OPA2192 som har offsetspänning med typvärde ±5 µV och max-värde ±25 µV vid 25°C [20]. Vid hundra gångers förstärkning ger detta ett offsetfel på utsignalen med som mest 2,5 mV, och om laddningsförstärkarens offsetfel också förstärks hundra gånger så blir det totala offsetfelet maximalt 20,5 mV. Om en op-erationsförstärkare med maximal offsetspänning på 10 mV valts kunde offsetfelet på utsignalen ha uppgått till hela 1 V.

3.3.2 Kondensatorer

Eftersom laddningsförstärkarens återkopplingskondensatorn, C1 i Fig.9, är kritiskt

för mätresultatet enligt uttryck (2.2) önskas en kondensator vars kapacitans inte va-rierar, och som inte läcker. Därför användes en glimmerkondensator som är mycket stabil, vars kapacitans inte varierar med spänning eller frekvens, varierar marginellt med temperatur, 100 ±100 ppm/°C, och har isolationsresistans >100 GΩ [21]. Samma typ av kondensator användes även till kondensatorn C4 enligt Fig. 9, vilken

sitter i serie med fyrkantvågsgeneratorn på laddningsförstärkarens ingång.

Övriga kondensatorer i konstruktionen är främst för avkoppling av matningsspän-ningar och är inte kritiska för mätresultatet på samma sätt som de tidigare nämnda. För dessa används främst keramiska kondensatorer med Class 2 dielektrikum X7R samt några tantalelektrolytkondensatorer, i båda fallen på grund av dess hög vo-lumetriska effektivitet (kapacitans per storlek).

En kondensator som bör nämnas på grund av att den ställde till med en del bekym-mer i denna krets är kondensatorn C21 som sitter på utgången av

spänningsregula-torn LM337, VR4 i Fig.11. Vid initialt test av kretsen observerades oscillationer på

negativa matningsspänningar. Orsaken visade sig vara att LM337-kretsen behöver en kondensator med relativt hög ESR (Equivalent Series Resistance) på utgången för att inte bli instabil. Detta nämndes inte i databladet för den regulatorn som användes, dock nämndes specifika krav på kapacitans beroende på typ av kondensator vilket ledde misstankarna till ESR. Den keramiska kondensator som valts för C21 hade för

3.3.3 Reläer

På lågbrusmätarens låda kommer tre vippströmbrytare sitta för att kunna växla mel-lan kvasi-statisk och dynamisk mätning, kortsluta återkopplingskondensatorn samt att koppla in fyrkantsvågen. Om dessa strömbrytare skulle vara kopplade direkt till kretsen skulle de fungera som antenner som inför störning i kretsen samt bidra till ökade läckströmmar. För att undvika detta är strömbrytarna kopplade till kretsen via tre tungelementreläer av precisionstyp, K1, K2 och K3 i Fig.9.

Principen för ett tungelementrelä är att en kontakt som består av två överlappande ledare sitter hermetiskt inneslutna i ett glasrör. Runt glasröret är lindat en spole som när den spänningssätts ger ett magnetfält som magnetiserar ledarna i glasröret så att dessa attraherar varandra och sluter kontakten. Tungelementreläet ger alltså fullständig isolering mellan strömbrytare och styrd krets. För denna konstruktion används ett tungelementrelä Coto Technology 9002-05-01 som dessutom är elektro-statiskt skärmat mellan spole och glasrör, vilket är nödvändigt för att kunna använda guarding hela vägen genom reläet [22]. Reläet illustreras i Fig. 12.

Figur 12. Schematisk illustration av tungelementrelä Coto Technology 9002-05-01 [22]. Anslutning 5 och 6 utgör skärm.

3.4 Kretskortslayout

Kretskortslayouten är den ritning som kretskortet tillverkas efter. Kretskortslayou-ten skapades utifrån kretsschemat som beskrivits tidigare. Till skillnad från krets-schemat måste kretskortslayouten ta hänsyn till fysiska betingelser, så som kompo-nenternas kapsling och pinkonfiguration samt utrymmesbegränsningar. Utrymmes-begränsning i detta fall utgörs av innermåtten på den låda som kretskortet ska mon-teras i. Kretskort kan tillverkas i många lager med ledningar dragna i olika skikt. För kretskortslayouten i detta arbete valdes två lager och storleken sattes till 100 x 75 mm för att kortet ska rymmas i vald inbyggnadslåda.

3.4.1 Jordplan

Jordplan innebär att all outnyttjad koppar på kretskortet kopplas till jord. Jordplanet minskar impedansen till jord och skärmar från störningar. Dessutom underlättas hanteringen av jord på kretskortet. Inga returledningar till jord behöver därmed dras, utan jordanslutningar på komponenter kan helt enkelt anslutas till jordplanet. Jordplan användes på båda lager och kopplades samman med vior.

3.4.2 Guard

Principen med guard beskrevs i teoriavsnittet. Syftet är att omringa den känsliga in-gången där signalstyrkan är låg med en ledning som drivs till samma potential som ingången för att förhindra att läckströmmar uppstår. I detta fall råkar guard och jord sammanfalla då referensspänning för U1 är jord. Därmed krävs ingen aktiv drivning

av guard vilket avsevärt förenklar guardingen.

Guardledningen framgår inte i kretsschemat men i kretskortslayouten måste denna implementeras. I Fig. 13 ses guard-ledningen i kretskortslayouten. Guard-ledningen är kopplad till operationsförstärkarens referensspänning på den icke-inverterade in-gången.

Då ytladdning kan ackumuleras på lödmasken tas denna bort innanför guard-led-ningen för att ytterligare minska risken för störning [19], [23].

Figur 13. Implementering av guard-ledning i kretskortslayout.

3.4.3 Skärm-vior och via-söm

En via är i kretskortssammanhang en pläterad genomföring i kretskortet som sam-manbinder olika ledningsskikt med varandra.

Skärmvior (engelska via shielding) innebär att en skärmande vägg byggs i kretskortets

höjdled med tätt utsatta vior för att skärma känsliga ledningar eller områden från störning. Skärmvior kan användas kring ledningar men även längs kretskortets ytter-kanter för att skydda mot yttre störning. På det skapade kortet användes skärmvior i guard-ledningen som en vägg mellan övre och undre lagret i kretskortet för att för-hindra elektrostatiska fält från att inverka på den guardade delen.

Via-söm (engelska via stitching) används för att sy ihop jordplanen på framsidan och

baksidan av kretskortet och implementeras helt enkel genom att många vior placeras ut på kretkortet. Syftet med att binda ihop jordplanen med en via-söm är att retur-strömmar inte ska behöva gå onödigt långa vägar tillbaka till källan då detta kan skapa en kopplingsväg för elektromagnetiska störningar. Via-söm är viktig där långa ledningsbanor delar jordplanet. Ett exempel på detta kan ses i Fig. 14.

Figur 14. Exempel på en via-söm. Ledningarna som går horisontellt delar av jordplanet i en övre och en undre halva. Med vior binds de båda halvorna ihop via jordplanet på andra sidan.

3.5 Tillverkning / Montering

3.6 Testning

3.6.1 Initial kalibrering

Med en kondensator C1=100 pF i laddningsförstärkarens återkoppling bör

spänning-arna på tio- respektive hundragångers-utgång bli 1 V/10 pC respektive 1 V/1 pC enligt uttrycken (3.1) och (3.2). Men då återkopplingskondensatorns kapacitans har en tolerans på ±5%, kan spänningsförhållandena på utgångsförstärkarna avvika från 1 V/ 10 pC respektive 1 V/1 pC. Av denna anledning har utgångsförstärkarnas för-stärkningar gjorts justerbara med trimpotentiometrarna R7 respektive R13, vilket ger

möjlighet till kalibrering av utgångsspänningarna.

För initial kalibrering av lågbrusmätaren tillverkades en enkel krets som ger en kon-stant ström på 1 nA = 1 nC/s. Kretsen beskrivs i Bilaga D. Eftersom laddningsför-stärkaren fungerar som en strömintegrator bör en konstant ström på ingången gene-rera en spänningsramp på utgången. Rampens lutning kan enkelt mätas med oscillo-skop och jämföras med ett teoretiskt börvärde. Vid behov kan rampernas lutning finjusteras genom att finjustera utgångsförstärkningarna med trimpotentiometrarna R7 respektive R13 i Fig.9.

Börvärde för spänningsrampernas lutning på lågbrusmätarens utgångar vid 1 nC/s på ingången blir enligt uttrycken (3.1) och (3.2)

𝑣_{𝑢𝑡10𝑋} = 10

100 ∗ 10−121 ∗ 10−9 = 0,10 𝑉/𝑚𝑠 (3.6)

𝑣𝑢𝑡100𝑋 =

100

100 ∗ 10−121 ∗ 10−9 = 1,0 𝑉/𝑚𝑠 (3.7)

Vid initial kalibrering kopplades den strömgivande kretsen in på laddningsförstärka-rens ingång och spänningsramperna på utgångarna mättes med oscilloskop. Endast mycket små justeringar behövde göras av utgångsförstärkningarna.

Lutningarna på ramperna uppmättes efter kalibrering till 0,100 V/ms respektive 1,02 V/ms. I Bilaga E ses spänningsramperna från den initiala kalibreringen.

3.6.2 Funktionstest med inbyggd fyrkantvåg

Med den inbyggda fyrkantvågsgeneratorn kan ett snabbt funktionstest av lågbrus-mätaren göras för att kontrollera att den fungerar.

När fyrkantsvågen matas till laddningsförstärkarens via kondensatorn C4=10 pF ska

då en fyrkantig laddningsvåg uppstå på laddningsförstärkarens ingång med amplitud 0.2 pC enligt uttryck (2.1), och på lågbrusmätarens utgångar ska uppstå fyrkantvåg med amplituderna 20 mV respektive 200 mV enligt uttryck (3.1) respektive (3.2). För att kalibrera fyrkantvågsgeneratorn kan sedan utspänningen från 555-kretsen ju-steras så att exakt 20 mV respektive 200 mV avläses på utgångarna.

Att laddningsförstärkaren fungerar som den ska kan alltså kontrolleras genom att tillkoppling av fyrkantvågen ger fyrkantvåg med amplitud 20 mV på tiogångers-ut-gången respektive 200 mV på hundragångers-uttiogångers-ut-gången.

I Bilaga F ses resultatet av ett funktionstest av lågbrusmätaren.

3.6.3 Kvasi-statisk och dynamisk mätning samt tidskonstanten τ.

För att undersöka skillnaden mellan kvasi-statiskt och dynamiskt mätning genomför-des en längre mätning på en lågbruskabel enligt metoden som illustreras i Fig. 1. Mätningen inleddes med laddningsförstärkaren i kvasi-statiskt läge för att sedan väx-las över till dynamiskt läge, i Fig. 15 ses mätresultatet. Vid tiden t0 i figuren

påbörja-des mätningen i kvasi-statiskt läge, oscillationerna orsakas av den kontinuerliga böj-ningen av lågbruskabeln. Vid tiden t1 växlades över till dynamisk mätning. Det kan

noteras att storleken på oscillationerna som orsakas av böjningen av kabeln inte änd-ras men att likspänningsnivån avtar mot noll. Beteendet stämmer väl med det som illustrerats i Fig. 7 i teorikapitlet.

Figur 15. Mätning som illustrerar skillnaden mellan kvasi-statisk och dynamisk mätning. Mellan t0

och t1 är mätningen kvasi-statisk, vid t1 växlas till dynamisk mätning. Mätningen utfördes på

Ett liknande experiment utfördes också för att mäta tidskonstanten enligt uttryck (2.10) som införs vid dynamisk mätning. Med laddningsförstärkaren i kvasi-statiskt läge matades en laddningspuls på laddningsförstärkaren ingång. I kvasi-statiskt läge bör laddningen stanna på återkopplingskondensatorn och ge en konstant utspän-ningen. Vid växling till dynamisk mätning börjar kondensatorn laddas ur genom motståndet som införts i återkopplingen och utspänningen sjunker. Med återkopp-lingskondensator på 100 pF och återkopplingsmotstånd på 100 GΩ bör urladd-ningen ske med en tidskonstant på 10 s enligt uttryck (2.10), det vill säga utspän-ningen bör ha sjunkit 63% på tio 10 s enligt Fig.6. Då 100 GΩ motståndet har en tolerans på ±30% och 100 pF kondensatorn har en tolerans på ±5% bör tidkonstan-ten ligga mellan 6,65 s och 13,65 s.

I Fig. 16 ses resultatet från mätningen av tidskonstanten. Spänningen hålls mycket riktigt konstant tills laddningsförstärkaren växlas över till dynamiskt läge, då börjar spänningen sjunka. Tidskonstanten uppmättes till 11,8 s.

Figur 16. Mätning av tidskonstanten. 3.6.4 Frekvensgång

I teoridelen bestämdes laddningsförstärkarens teoretiska frekvensgång genom fram-tagning av dess överföringsfunktion, (2.7) för kvasi-statisk mätning respektive (2.9) för dynamisk mätning.

I Fig. 17 ses utspänningen genom inladdningen plottad som funktion av frekvensen för kvasi-statisk mätning respektive dynamisk mätning. I diagrammen plottades även de teoretiska frekvensgångarna framtagna från överföringsfunktionerna (2.7) och (2.9). Frekvensgången mättes på tiogångersutgången och överföringsfunktionen för laddningsförstärkaren har därför multiplicerats med minus tio för att motsvara hela lågbrusmätarens överföringsfunktion. Figuren visar att den uppmätta frekvens-gången stämmer bra överens med den teoretiska.

Figur 17. Överst: Uppmätt och teoretisk frekvensgång vid kvasi-statisk mätning. Underst: Uppmätt och teoretisk frekvensgång vid dynamisk mätning.

3.6.5 Mätning av laddningsförstärkarens förström

Figur 18. Mätning av spänningsdrift för uppskattning av laddningsförstärkarens förström. 3.6.6 Mätning av offsetspänning

Som beskrivits i kapitlet 3.3, speciella komponentval, så har laddningsförstärkarens operationsförstärkare en maximal offsetspänning på ±180 µV och utgångsförstärkar-nas operationsförstärkare max ±25 µV.

När urladdningsströmbrytaren i laddningsförstärkarens återkoppling är sluten blir kopplingen en icke-inverterande spänningsföljare med jordad ingång, vilket beskri-vits i teoridelen. Således bör spänningen på laddningsförstärkarens utgång när ur-laddningsströmbrytaren är sluten vara operationsförstärkarens offsetspänningen. Den maximala offsetspänningen på hundragångersutgången bör då vara summan av operationsförstärkarnas maximala offsetspänningar förstärkt hundra gånger, det vill säga maximalt 20,5 mV.

Figur 19. Uppmätning av offsetspänning.

3.7 Mätning av lågbruskabel

För att mäta triboelektrisk störning i kabel användes ett så kallat böjtest som illustre-rats i Fig. 1. Den ena änden av kabeln som ska testas ansluts till laddningsförstärka-ren och andra änden lämnas öppen. Kabeln formas sedan till en loop som böjs fram och tillbaka enligt figuren, varpå utspänningen från laddningsförstärkaren avläses på oscilloskopet. Vid testet är det mycket viktigt att kabeln utanför loopen är fixerad så att endast rörelsen i loopen genererar störningen. Vid behov kan den öppna änden också skärmas av för att inte ta upp störningar från omgivningen.

Då testerna genomfördes formades kabeln i en loop på en bänk och fixerades med tejp. Den öppna änden fixerades i lådan för att minimera oönskad störning. Vid in-kopplingen löddes kabelns mittledaren direkt på laddningsförstärkarens ingång, och returledaren fästes i en krokodilklämma kopplad till jord. Uppsättningen kan ses i Bilaga G.

hundragångersut-På varje kabel utfördes minst fyra tester och varje test bestod av ett tiotal böjningar. I Tab.2 presenteras mätresultaten för de testade kablarna och i Fig. 20 ses ett exem-pel på utsignalen från lågbrusmätarens vid mätning av super-lågbruskabel. I figuren kan läsas att böjningarna sker med en frekvens av cirka 2,3 Hz. Mätningen gjordes från hundragångersutgången och den avlästa spänningen på 1,3 mV motsvarar en laddning på 1,3 fC enligt uttryck (3.2), vilket i sin tur motsvarar laddningen hos cirka 8100 elektroner.

Tabell 2. Mätresultat för testade kablar.

Kabeltyp Mätresultat (medelvärde) [fC] Standardavvikelse [fC] RG 178 2600 754 RGL 404 142 27,5 RGL 196 SLN 3,13 0,953 RGL 3001 SLN 2,86 1,77

4 Diskussion

Mätresultaten visar att den konstruerade lågbrusmätaren kan detektera laddning i storleksordningen femtocoulomb. I Fig. 20 ses exempel på att en laddningssignal med så lågt topp-till-topp-värde som 1,3 fC kan detekteras. Prestandan är tillräcklig för att mäta triboelektrisk störning i super-lågbruskabel, något som många kommer-siella mätutrustningar inte klarar eftersom deras mätkablar ofta är av samma eller sämre prestanda än mätobjektet.

De mätningar som genomförts hittills och som sammanfattas av Tab.2 i kapitel 3.7 pekar åt att en super-lågbruskabel ger i storleksordningen en tusendel så mycket tri-boelektrisk störning som en högpresterande koax utan halvledande skikt, och en hundradel så mycket som en lågbruskabel. Mätvärdena i Tab.2 kan även tolkas som att införandet av halvledande skikt mellan returledare och dielektrikum sänker den triboelektriska uppladdningen från 2600 fC till 142 fC det vill säga med 2458 fC och införandet av ytterligare ett halvledande skikt mellan mittledare och dielektrikum sänker laddningen med ytterligare 139 fC till cirka 3 fC. Detta bekräfta teorin att den mesta triboelektriska uppladdningen sker mellan returledare och dielektrikum på grund av att ytan och rörelsen är störst mellan dessa.

Mätning av frekvensgång, tidskonstant, förström och offsetspänning samt kalibrering visar alla god överensstämmelse med teorin och visar att laddningsförstärkaren fun-gerar som tänkt. Den uppmätta prestandan uppfyller de uppsatta målen för detta projekt. Sammantaget tyder resultaten på att det valda konceptet fungerar och im-plementering av lågbrusmätaren i Habia Cables produktion är redan planerad. Projektet har i viss mån påverkats av Covid-19 utbrottet genom att arbetet fått utfö-ras hemifrån [25]. Detta innebar att de inte fanns möjlighet att göra tester med Ha-bia Cables befintliga lågbrusmätare, vilket hade önskats för att kunna göra en jämfö-relse med den nykonstruerade lågbrusmätaren. De mätningar som utförts på kabel hade också kunnat vara mer produktionsmässiga om den riktiga testriggen hade kun-nat användas istället för att fixera mätobjekten med tejp.

En del arbete med inbyggnadlådan som skulle utförts på Habia Cables verkstads-av-delning har inte kunnat genomföras, så viss testning och anpassning efter projektets avslutande kommer att krävas innan lågbrusmätaren kan implementeras i produkt-ionen.

Under projektets gång har några problem uppmärksammats. Bland annat orsakade kondensatorn C21 oscillationer i matningsspänningen vilket beskrivits i kapitlet

3.3-speciella komponentval. I detta projekt löstes problemet genom att artificiellt öka kondensatorns ekvivalenta seriemotstånd. Men detta försämrar kondensatorns av-kopplingsförmåga, så en bättre lösning skulle vara att byta spänningsregulatorn VR4

till en regulator som inte ställer samma krav på kondensatorn.

En ändring som genomförts är att brytfrekvensen för lågpassfiltret på hundragång-ersutgången sänkts genom ändring av värdet på kondensatorn C3. Vid initiala

mät-ningar på super-lågbruskabel var utsignalen svår att avläsa på grund av högfrekvent brus. Sänkning av brytfrekvensen till cirka 16 Hz minskade bruset och gjorde tolk-ning av utsignalen betydligt lättare. Skillnaden illustreras i Fig. 21.

Figur 21. Skillnaden mellan utsignalen från 100X-utgången före och efter sänkning av brytfrekvensen. Före sänkning till vänster och efter sänkning till höger. Samma mätobjekt och samma

spänningsskala har använts.

Vid mätning av frekvensgången som beskrivits i process och resultat, användes inled-ningsvis en kondensator på 10 pF på laddningsförstärkarens ingång. Detta gav stor avvikelse i frekvensgången jämfört med teorin. Troligtvis var 10 pF för liten kapaci-tans så att strökapacikapaci-tanser från omgivningen påverkade mätningen. Vid byte till en kondensator på 100 pF uppmättes en frekvensgång enligt Fig. 17 som stämde väl överens med den teoretiska frekvensgången.

4.1.1 Hållbarhet och miljö

Då lågbrusmätaren som konstruerats är en prototyp och som mest tre enheter plan-eras byggas, en för varje fabrik hos Habia Cable som tillverkar denna typ av produk-ter, har de mest tekniskt lämpade materialen använts vid tillverkningen. Vid en större serietillverkning skulle konstruktionen och komponentval kunna ses över för att minimera materialförbrukningen och använda material med mindre miljöpåver-kan. Till exempel användes Tenn-Bly legering vid lödning eftersom den innehåller mindre aggressivt flussmedel [26]. Då lödningen gjordes för hand utan tillgång till filtrering av flussångor var detta att föredra.

Den förfinade lågbrusmätaren bidrar till en förbättrad produkt- och process-känne-dom vilket kan leda till minskat skrot vid tillverkningen. Förbättrad produktkänne-dom kan leda till produktutveckling som i sin tur kan bidra till noggrannare mät-ningar i slutkundens applikation. Till exempel skulle ett kärnkraftverk kunna drivas aningen mer effektivt då dessa kablar kan används för effekt- och strålnings-detekto-rer inuti reaktorn. På dessa sätt kan projektet bidra till delmål 8.4 ”Förbättra resurs-effektiviteten i konsumtion och produktion” i FN:s Agenda 2030 [27].

5 Slutsatser

En lågbrusmätare baserad på en laddningsförstärkare som kan detektera laddningar i storleksordningen några enstaka femtocoulomb har konstruerats. Kretsen kan göra mätningar från uppskattningsvis 0,1 fC under gynnsamma förhållanden och upp till max 100 pC, vilket motsvarar ett dynamiskt omfång på 1000 000 gånger. Lågbrus-mätaren är lämpad till att kvantifiera triboelektriska störningar i de bästa lågbruskab-larna, så kallad super-lågbruskabel. En avgörande faktor för detta är att mätobjektet kan kopplas in direkt på laddningsförstärkarens ingång utan några mellanliggande mätkablar som kan försämra mätningen. En annan bidragande faktor är att ladd-ningsförstärkaren inte har försetts med många mätområden eftersom det skulle in-nebära flera komponenter i återkopplingen som kan ge störning i själva mätkretsen. Mätningar visar att super-lågbruskabel genererar cirka en tusendel så mycket tri-boelektrisk störning som en högpresterande koaxialkabel utan halvledande skikt och cirka en hundradel så mycket som en lågbruskabel. Mätningarna bekräftar också teo-rin att den mesta triboelektriska uppladdningen sker mellan skärm och dielektrikum eftersom kontaktytan och rörelsen är störst mellan dessa.

Laddningsförstärkaren kan utföra kvasi-statisk mätning samt dynamisk mätning ovanför 0.1 Hz. Den dynamiska mätningen kompenserar för drift av utspänningen på grund av termiska effekter i förstärkaren eller mätobjektet, eller förstärkarens förströmmar. Uppmätt brytfrekvens vid dynamisk mätning stämde med beräknad teori.

Förslag på förbättringar/fortsatt arbete innefattar:

 Konstruktion av snabbinkoppling. I dagsläget måste kabel lödas direkt på laddningsförstärkarens ingång.

 En lucka behöver göras i lågbrusmätarens lock för att enkelt komma åt under in och urkoppling av mätobjektet.

 En enklare användarmanual bör tas fram, som beskriver lågbrusmätarens funktion, användning, kalibreringsförfarande samt förväntad prestanda.

Referenser

[1] K. D. Lee, “Experimental study of coaxial cable noise mechanism on ion chamber measurement line for PHWR,” ICCAS 2010 - Int. Conf. Control.

Autom. Syst., pp. 835–838, 2010, doi: 10.1109/ICCAS.2010.5669753.

[2] L. S. McCarty and G. M. Whitesides, “Electrostatic charging due to separation of ions at interfaces: Contact electrification of ionic electrets,”

Angew. Chemie - Int. Ed., vol. 47, no. 12, pp. 2188–2207, 2008, doi:

10.1002/anie.200701812.

[3] R. Alphonce, Heureka! : fysik. Kurs 1. Stockholm: Natur & kultur, 2011. [4] A. F. Diaz and R. M. Felix-Navarro, “A semi-quantitative tribo-electric series

for polymeric materials: The influence of chemical structure and properties,”

J. Electrostat., vol. 62, no. 4, pp. 277–290, 2004, doi:

10.1016/j.elstat.2004.05.005.

[5] S. Pan and Z. Zhang, “Fundamental theories and basic principles of triboelectric effect: A review,” Friction, vol. 7, no. 1. Tsinghua University Press, pp. 2–17, Feb. 01, 2019, doi: 10.1007/s40544-018-0217-7.

[6] S. Naik, R. Mukherjee, and B. Chaudhuri, “Triboelectrification: A review of experimental and mechanistic modeling approaches with a special focus on pharmaceutical powders,” International Journal of Pharmaceutics, vol. 510, no. 1. Elsevier B.V., pp. 375–385, Aug. 20, 2016, doi:

10.1016/j.ijpharm.2016.06.031.

[7] E. P. Fowler, “MICROPHONY OF COAXIAL CABLES.,” Proc. Inst. Electr.

Eng., vol. 123, no. 10, pp. 1043–1046, 1976, doi:

10.1049/piee.1976.0232.

[8] K. L. Kaiser and K. I. Palmer, “Cable transient voltages due to

microphonics,” J. Electrostat., 2007, doi: 10.1016/j.elstat.2007.05.008. [9] S. Buchman, J. Mester, and T. J. Sumner, “Charge Measurement,” in The

Measurement, Instrumentation, and Sensors Handbook, J. G. Webster, Ed. CRC

Press LLC, IEEE Press, 1999.

[10] A. S. Marinov, O. P. Stanchev, and E. B. Bekov, “Application of charge amplifiers with Polyvinylidene Fluoride materials,” in 2014 37th International

Convention on Information and Communication Technology, Electronics and Microelectronics, MIPRO 2014 - Proceedings, 2014, pp. 91–95, doi:

10.1109/MIPRO.2014.6859539.

[11] W. Kester, S. Wurcer, and C. Kitchin, “High Impedance Sensors,” in Op Amp

Applications Handbook, W. G. Jung, Ed. Amsterdam: Newnes, 2005.

[12] Kistler Group, “Charge Amplifiers,” 2017.

[13] Keithley, Low Level Measurements Handbook. 2016.

[14] H. L. Curtis, “Shielding and Guarding Electrical Apparatus Used in

Measurements-General Principles,” Trans. Am. Inst. Electr. Eng., vol. 48, no. 4, pp. 1263–1269, 1929, doi: 10.1109/T-AIEE.1929.5055392.

[15] “Free PCB Design Software | CircuitMaker.” https://circuitmaker.com/ (accessed Mar. 19, 2020).

[16] G. King, “Ask the Applications Engineer-Capacitive Loads on Op Amps,”

Analog Dialogue, vol. 31, no. 2, pp. 19–20, 1997.

[17] Maxim Integrated, “ICM7555/7556,” datasheet, Nov. 1992 Revision 2. [18] Texas Instruments, “LM317L 3-Terminal Adjustable Regulator,” datasheet,

Jul. 2004 [Revised Oct. 2014].

[19] Texas Instruments, “LMP7721 3-Femtoampere Input Bias Current Precision Amplifier,” datasheet, Jan. 2008 [Revised 2014].

[20] Texas Instruments, “OPAx192 36-V , Precision , Rail-to-Rail Input / Output, Low Offset Voltage , Low Input Bias Current Op Amp with e-trim

TM_{,” datasheet, Dec. 2013 [Revised Nov. 2015].}

[21] Cornell Dublilier - CDE, “Types MC and MCN Multilayer RF Capacitors,” datasheet, Oct. 2008.

[22] Coto Technology INC, “9000 Series / Spartan SIP Reed Relays 9000 Series / Spartan SIP Reed Relays,” Aug. 2013.

[23] National Semiconductor, “LMP7721 Multi-Function Evaluation Board Users ’ Guide,” User Guide, Jan. 2010 Revision 1.0.

[24] “OSH Park ~.” https://oshpark.com/ (accessed May 18, 2020). [25] “Covid-19 — Folkhälsomyndigheten.”

https://www.folkhalsomyndigheten.se/smittskydd-beredskap/utbrott/aktuella-utbrott/covid-19/ (accessed May 23, 2020). [26] Kemikalieinspektionen, “Bly i varor,” Www.Kemi.Se, no. 3, 2007, [Online].

Available:

https://www.kemi.se/Documents/Publikationer/Trycksaker/Rapporter/R apport3_07_Bly-i-varor.pdf.

Bilaga A

Komponent Kommentar Beskrivning Artikelnummer

5 V, 10x, 12 V, 100x, CAL, DISCH, FLTR, IN Phoenix Contact Conn PC Terminal Block 2 POS 3.81mm Solder ST Thru-Hole 13.5A 1985823

C1, C2, C3 100pF Mica Capacitors 100pF 100V 5% 1210 MC12FA101JTF

C4 10p Mica Capacitors 10pF 500V 0.5pF MC12CD100DTF

C5, C13, C17, C19, C22 0.1u Cap Ceramic 0.1uF 50V X7R 10% SMD 0603 FlexiTerm 125C Paper T/R C0603X104K5RACTU

C6, C7, C11, C12, C15, C16, C18, C20, C21 2.2u Multilayer Ceramic Capacitors MLCC SMD/SMT 25V 2.2uF X7R 1206 10% C1206C225K3RACTU

C8, C9, C10, C14 22u Tantalum Capacitors Polymer SMD 25V 22uF 1311 20% ESR=100mOhms T521B226M025ATE1007280

F1, F2 Littelfuse 100 Series Phosphor Bronze Tin-plated Ear Style Cartridge Fuse Clip 01000020Z

K1, K2, K3 Coto 9002-05-01 Reed Relay 5VDC 350Ohm 0.5A SPST-NO(19.3x5.08x7.6)mm THT Dry 9002-05-01

PS1 Tracopower Isolated DC/DC Converters Encapsulated SIP7; 2W Output 1 (Vdc): 15; Output 2 (Vdc): 15 TBA 21223

R1, R4, R11, R12, R15, R17, R18, R20 47k Thick Film Resistors SMD 1/10watt 47Kohms 1% CRCW060347K0FKEA

R2, R3 50G Thick Film Resistors SMD RH73 2A 50G 30% 1000PPM RH73X2A50GNTN

R5, R10, R14, R16 1k Thick Film Resistors SMD 1/10watt 1.0Kohms 1% CRCW06031K00FKEA

R6, R9 7.5k Thick Film Resistors SMD 1/10watt 7.5Kohms 1% CRCW06037K50FKEA

R7, R13, R19 5k Trimmer Resistors SMD 4mm 5Kohms 10% Square Cermet Sealed 3224W1502E

R8 100 Thick Film Resistors SMD 1/10watt 100ohms 1% CRCW0603100RFKEA

R21 500k Trimmer Resistors SMD 4mm 500Kohms 10% Square Cermet Sealed 3224W-1-504E

R22, R23, R25, R26 330 Thick Film Resistors SMD 1/10watt 330ohms 1% CRCW0603330RFKEA

U1 LMP7721MA 3 Femtoampere Input Bias Current Precision Amplifier, 8-pin Narrow SOIC, Pb-Free LMP7721MA/NOPB

U2 OPA2192IDR Op Amp Dual Precision Amplifier R-R I/O ±18V/36V 8-Pin SOIC T/R OPA2192IDR

U3 TLC555CDR 555 Type, Timer/Oscillator (Single) IC 2.1MHz 8-SOIC TLC555CDR

VR1 L78L12ACUTR Positive Voltage Regulator, 12V, 4-Pin SOT-89, Tape and Reel L78L12ACUTR

VR2 L79L12ACUTR Negative Voltage Regulator, -12V, 4-Pin SOT-89, Tape and Reel L79L12ACUTR

VR3 LM317LIDR Linear Voltage Regulators 3Terminal Adj Reg LM317LIDR

VR4 LM337LM/NOPB Linear Voltage Regulators 3TERMINAL ADJ NEG REG LM337LM/NOPB

VR5 LM4041EIM3-1.2 Precision Micropower Shunt Voltage Reference, 3-pin SOT-23, Pb-Free LM4041EIM3-1.2/NOPB

Bilaga B

Bilaga C

Figur 1. Lågbrusmätares utgångssida.

Bilaga D

För initial kalibrering skapades en krets som ger en konstant ström på 1 nA enligt Fig. 1. Strömmen 1 nA fås genom att lägga en spänning på 1 V över ett motstånd på 1 GΩ. Spänningen från ett 9 V batteri delas i en ställbar spänningsdelare till 1 V. I spänningsdelaren sitter en precisions-spännings-shunt LM4041. Precisions-spän-nings-shunten har mycket låg temperaturkoefficient och gör att spänningen driver minimalt med temperaturen. Med en Keithley 2450 Source Measurement Unit kontrollerades att strömmen ut var mycket nära 1 nA.

Med Keithley 2450 SMU gjordes även en noggrann mätning av 1 GΩ-motståndets resistans vilken presenteras i Fig.2. Utifall picoampere-mätare inte finns tillgänglig så kan en noggrann uppskattning av utströmmen från kalibreringskretsen göras base-rat på inspänningen och resistansmätningen.

Bilaga E

Figur 1. Spänningsramp vid kalibrering av 10X utgång. Med Matlab beräknades medellutningen mellan 0,02s och 0,12s till 0,100 V/ms.

Bilaga F

Figur 1. Fyrkantvåg på tio-gångers-utgången vid funktionstest.

Bilaga G