med transistoriserade slutsteg
3.5 Detektorer – Demodulatorer
3.5.1 Allmänt
Sändaren omvandlar informationen i lågfrekventa sig-naler till högfrekvens som kan strålas ut från en an-tenn. I mottagaren återskapas informationen genom att den högfrekventa signalen demoduleras.
Vanligen sker signalbehandlingen i mottagaren i flera steg, där den högfrekventa radiosignalen först blandas ner till en mellanfrekvens (MF) och sedan demoduleras till en lågfrekvent signal (LF).
Men det finns även direktblandade mottagare, som blandar ner radiosignalen direkt till lågfrekvens. I mottagare som är specialiserade för ett sänd-ningsslag, används bara en typ av demodulator me-dan mottagare för flera sändningsslag, AM, SSB/CW, FM et cetera har flera demodulatorer. Det finns många typer och namn på demodulatorer, till exempel de-tektor och diskriminator. Här beskrivs några av dem.
3.5.2 AM-detektorer
3.5.2.1 Dioddetektorn AM (A3E)
HAREC a.3.5.1 HAREC a.3.5.2
Bild 3.53 visar en superheterodynmottagare där den sista MF-kretsen är induktivt kopplad till de-moduleringsdioden. Den amplitudmodulerade MF-signalen visas som ett amplitud/tid-diagram.
Dioden klipper antingen de negativa eller positiva halvvågorna, beroende på hur den är vänd – polari-serad.
LF-signalen filtreras ut ur de högfrekventa pulser-na med ett LF-lågpassfilter.
LF-signalen är nu överlagrad på en likspänning. I talpauserna sänds bara bärvågen och då lämnar AM-demodulatorn bara likspänning, som skiljs från LF-förstärkaren med en kondensator. Kondensatorn släpper bara igenom LF-signalen, som förstärks.
Dioddetektorn följer amplituden och är ett exem-pel på en amplitudformsdetektor.
3.5.2.2 Produktdetektorn SSB (J3E)
HAREC a.3.5.3
Det finns flera metoder att demodulera en SSB-signal, såsom fasningsmetoden, filtermetoden och den så kallade tredje metoden. Filtermetoden är numera den allra vanligaste och beskrivs här samt illustreras i bild 3.54.
En SSB-signal med undertryckt bärvåg består av endast ett sidband. Det andra sidbandet och bärvågen undertrycks i sändaren.
Vid demoduleringen av SSB-signalen alstras i mot-tagaren en signal som ersättning för den bärvåg som undertrycktes i sändaren. Det undertryckta andra sidbandet ersätts inte.
I en mottagare med direktblandning blandas SSB-signalen med VFO-SSB-signalen, varvid en del av bland-ningsprodukterna faller ut på LF-nivå.
I en superheterodynmottagare däremot, blir SSB-signalen först blandad med en VFO-signal och som resultat erhålls en mellanfrekvens MF. Den till MF
omvandlade signalen förstärks, filtreras och blandas med en lokal BFO-signal i ytterligare en blandare, kallad produktdetektor. Några blandningsprodukter-na faller ut på LF-nivå. Ett lågpassfilter följer efter detektorn för att filtrera ut LF-signalerna.
Numera består produktdetektorn vanligen av en ringblandare, som i ett omvänt förlopp även kan an-vändas vid DSB-modulering i en sändare. Bilden visar demoduleringen av en SSB-signal som innehåller tre LF-toner.
3.5.2.3 CW-/SSB-detektorer CW (A1A)
Även telegrafisignaler, även kallat CW, blir demodu-lerade när MF-signalerna och BFO-signalen blandas i en produktdetektor.
Till skillnad från SSB är det vid CW inte nöd-vändigt med en given skillnad mellan MF- och BFO-frekvenserna. Frekvensskillnaden påverkar bara över-lagringstonens frekvens, men inte läsligheten av CW-budskapet.
Många moderna mottagare har en fast BFO-kvens för CW, som ger en 800 Hz-ton vid rätt fre-kvensinställning. I stället för lågpassfiltret för SSB, används ibland ett bandpassfilter, som bara släpper igenom CW-signaler i frekvensområdet 800 Hz – en idealfrekvens för god läsbarhet av morsetecken.
3.5.3 FM- och PM-detektorer
HAREC a.3.5.4 HAREC a.4.2.4 HAREC a.4.3.5
Vid vinkelmodulering överförs informationen en-bart genom frekvens- eller fasvariationer i bärvågen. De amplitudvariationer som kan uppstå före demo-duleringen är ej önskvärda i detta sändningsslag. Av den anledningen finns i FM-mottagare en amplitud-begränsare (eng. limiter) före diskriminatorn (se bild 3.55). Frekvensvariationerna i den FM-modulerade signalen omvandlas därefter av detektorn till LF-spän-ning som motsvarar det utsända talet.
Demoduleringen ska ske med mottagaren inställd mitt på avsedd sändarfrekvens. Ett hjälpmedel för det är en indikator, som vid rätt inställning visar värdet noll. Positivt eller negativt utslag anger att in-ställningen är för högt respektive för lågt i frekvens, som illustreras i bild 3.56. En sådan indikator fanns i tidiga FM-mottagare. Nu används i stället en
Auto-matic Frequency Control (AFC) som själv ställer in mottagaren om sändarfrekvensen är tillräckligt nära. 3.5.3.1 Slope-detektorn – Diskriminatorn FM
(F3E)
Bild 3.57 visar två resonanskretsar som är kopplade induktivt till den sista MF-kretsen. Resonansfrekven-sen för dessa båda kretsar är något högre respektive något lägre än mellanfrekvensen. De signalspänningar som uppträder över resonanskretsarna likriktas och seriekopplas med varandra med motsatt polaritet.
När de båda resonanskretsarna matas med samma frekvens, kommer likspänningarna att ta ut varand-ra. När frekvensen avviker uppåt i frekvens, kommer
Bild 3.53: Dioddetektorn
kretsen med den högre resonansfrekvensen i kraftiga-re svängning än den andra kkraftiga-retsen och avger högkraftiga-re likriktad spänning. När frekvensen avviker nedåt i frekvens, skiftar de båda kretsarna roller, och den re-sulterande likriktade spänningen skiftar till motsatt polaritet.
Vid växelvisa frekvensändringar i MF, över och under vilofrekvensen, blir resultatet en växelspänning ut från likriktarnas utgångsfilter, som är LF-signalen. 3.5.3.2 Foster-Seeley-diskriminatorn
Bild 3.58 illustrerar en Foster-Seeley-diskriminator. Denna tidiga demodulator har god linjäritet, om den föregås av en god amplitudbegränsare, men har täm-ligen dålig känslighet.
Sista MF-förstärkarsteget avslutas med en trans-formator vars båda lindningar ingår i resonanskretsar avstämda till MF. MF-signalen överförs från primär-till sekundärsidan dels med induktion och dels med en kondensator till mitten av sekundärlindningen. Sig-nalen delas på så sätt i två grenar med en fasförskjut-ning av +90◦ respektive −90◦. Signalerna i grenarna likriktas var för sig och sammanlagras i ett RC-nät. Om MF-signalen inte devierar är LF-spänningen i grenarna lika. Men eftersom grenspänningarna har motsatt polaritet tar de ut varandra och LF-signalen blir noll. När MF-frekvensen devierar av modulering ökar signalamplituden i den ena grenen och minskar i den andra. LF-signalens amplitud blir då proportio-nell mot frekvensdeviationen.
3.5.3.3 Räknardiskriminatorn
Bild 3.59 visar räknardiskriminatorn. En monosta-bil vippa (eng. monoflop) påverkas att slå över av
fyrkantspulserna från de amplitudbegränsade FM-signalerna.
En sådan vippa är en digitalkoppling som, när den matas med en godtyckligt lång spänningspuls, ändå kommer att leverera en spänningspuls med konstant längd. För varje positiv halvvåg levererar den mo-nostabila vippan en impuls av konstant längd. Tids-avstånden mellan pulserna kommer att vara propor-tionella mot FM-signalens frekvens. Vid varierande frekvens kommer impulserna med varierande tidsav-stånd. Ett lågpassfilter filtrerar ut lågfrekvensen ur signalen och en pulserande likspänning kvarstår. Med denna likspänning laddas kondensatorn upp till ett medelvärde. Vid en högre frekvens av lika långa pul-ser blir medelvärdet högre än vid en lägre pulsfre-kvens.
De överlagrade svängningarna på likspänningen utgör LF-signalen. Utan en monostabil vippa med lika långa pulser hade medelvärdet varit konstant. Man kan säga att FM-signalen blivit omvandlad till en pulslängdmodulerad signal (PLM-signal). 3.5.3.4 PLL-demodulatorn
Bild 3.60 visar PLL-demodulatorn. Den frekvensmo-dulerade MF-signalen och en VCO-signal matas in i en fasjämförare. VCO-frekvensen följer frekvensänd-ringarna hos FM-signalen. Avstämningsspänningen för VCO är en likspänning. Den modulerande LF-spänningen är överlagrad på denna likspänning.
LF-frekvenserna är för låga för att kunna regle-ra VCO-frekvensen, men via en kondensator kan de styra LF-förstärkaren.
De båda sista metoderna lämpar sig speciellt för demodulering av FM-signaler. Det finns ytterligare sätt att demodulera FM-signaler. Gemensamt för alla
Bild 3.55: Amplitudbegränsning vid FM-mottagning
Bild 3.56: Ideal arbetslinje för diskriminator
är att de fungerar bättre ju lägre mellanfrekvensen är. Därför utförs de flesta FM-mottagare som dubbel-eller trippelsuprar, med låg MF.
3.6 Oscillatorer
HAREC a.3.6
3.6.1 Alstring av svängningar
Ordet oscillare (lat.) har betydelsen svänga och den företeelse eller anordning som skapar en svängning kallas oscillator. Vid alla slags svängningar sker väx-elverkan mellan olika energiformer. Svängningar fö-rekommer i olika former. Det kan till exempel vara vibrationer i en kropp, molekylrörelser i gaser och vätskor eller elektriska laddningars rörelser.
3.6.1.1 Dämpad svängning
Radiosändningar med telegrafi genomfördes i början av 1900-talet med dämpade svängningar. Det vill säga en svängning vars amplitud minskar tills svängningen upphört.
Svängningen skapades av en elektrisk gnista i ett gnistgap. Gnistgapet kopplades till en avstämnings-krets som gjorde att svängningsenergin koncentrera-des till en mer bestämd radiofrekvens.
De dämpade svängningarna orsakade på grund av den stora bandbredden störningar som begränsade användbarheten för telegrafi.
3.6.1.2 Odämpad svängning
Begreppet odämpad svängning infördes för att sär-skilja en sinussvängning med konstant amplitud och frekvens från den dämpade svängningen.
Till skillnad mot en dämpad svängning har en odämpad svängning en begränsad bandbredd och går att använda för flera modulationsformer. På engelska döptes svängningen till Continuous Wave och förkort-ningen CW används fortfarande av radioamatörer som en beteckning för telegrafi.
När fördelarna med odämpade sinusvågor blev tydliga och när oscillatorer med radiorör blev tillgäng-liga runt år 1913 började myndigheter efter några år införa begränsningar för användningen av gnistsända-re. Begränsningarna utökades genom internationella
Bild 3.57: Slope-detektorn
Bild 3.58: Foster-Seeley diskriminator överenskommelser och under 1930-talet förbjöds an-vändning av sändare med dämpade svängningar.
3.6.2 LC-oscillatorer
HAREC a.3.6.1 HAREC a.3.6.2 HAREC a.3.6.3
3.6.2.1 Variabel frekvensoscillator (VFO)
En oscillator med inställbar frekvens kallas för VFO (variabel frekvensoscillator). Förutom
frekvensstabili-tet fordras också att noggrann inställning och avläs-ning av frekvensen ska kunna göras.
En LC-oscillator är urtypen för en oscillator med variabel frekvens. Meissnerkopplingen är lätt att ur-skilja och används här för att beskriva grundprinci-pen för en oscillator i stort. Bland annat Colpitts-och Clappkopplingarna har emellertid bättre stabili-tet och inställbarhet i återkopplingsledet.
3.6.2.2 Meissnerkoppling
Bild 3.62 visar en Meissneroscillator, som består av en LC-resonanskrets med återkopplingsspole och en förstärkare. Magnetfältet mellan induktansen i reso-nanskretsen och återkopplingsspolen är polariserat så att en förändring i utsignalen medverkar till själv-svängning. (Motsatsen är motkoppling.)
Förstärkaren kan till exempel vara en emitter-kopplad transistorförstärkare enligt bild 3.63. Kopp-lingskondensatorerna Ck är nödvändiga för att för-hindra kortslutning av de likspänningar som bestäm-mer arbetspunkten för transistorn. Å andra sidan kan
växelspänningssignalerna passera till och från tran-sistorn.
Återkopplingsvägen görs i detta fall så, att reso-nanskretsen kopplas parallellt över förstärkaringång-en som visas i bild 3.64. Återkopplingsspolförstärkaringång-en fungerar som förstärkarens kollektorresistor.
3.6.3 Självsvängningsvillkoret
Självsvängning i en förstärkare uppstår genom åter-koppling, som visas i bild 3.65. Signalspänningen ˆUin
över ingången blir förstärkt med faktorn A. När som i bild 3.64 förstärkaren är emitterkopplad, blir utsig-nalen fasvriden 180◦i förhållande till insignalen. Fas-vridningen α = 180◦ betecknas här med minustecken, alltså blir förstärkningen −A.
På förstärkarens utgång fås en signalspänning ˆUut
med sambandet ˆ
Uut= −A · ˆUin
En del av utsignalen återförs (återkopplas) till in-gången. I en Meissneroscillator sker återkopplingen med en induktor, som är induktivt kopplad till reso-nanskretsens induktor.
Kvoten k mellan den återkopplade signalspänning-en ˆUutoch signalspänningen out på förstärkarens ut-gång kallas återkopplingsfaktor. Den återkopplade spänningen ˆUk fasvrids så att den kommer i fas med med insignalen. För den återkopplade signalen fås då sambandet
ˆ
Uk = −k · ˆUut
Tillräcklig signalspänning från utgången måste återfö-ras till ingången för att det ska uppstå självsvängning. Det sker när den återkopplade signalspänningen ˆUk
är minst lika stor som ingångsspänningen ˆUin och är i rätt fasläge, det vill säga i detta exempel
ˆ Uk≥ ˆUin eller − k ·Uˆut A eller k ≥ 1 A Självsvängningsvillkoret blir k ≥ 1 A eller k · A ≥ 1
Ett k·A ≈ 3 är önskvärt för att oscillatorn ska svänga igång snabbt.
Bild 3.59: Räknardiskriminatorn
Bild 3.60: PLL-demodulatorn
3.6.3.1 Hartleykoppling
Bild 3.66 visar en Harleykoppling.
Återkopplingen sker galvaniskt över ett uttag på induktorn i oscillatorns LC-krets.
Bild 3.67 visar en Huth-Kühn- eller TGTP-koppling (tuned grid – tuned plate)
Kopplingen är en förstärkare med LC-kretsar bå-de på in- och utgång. Båda kretsarna är avstämda till samma frekvens. Återkopplingen sker över de in-re kapacitanserna mellan elektronröin-rets elektroder respektive mellan transistorns materialskikt. Denna koppling är av flera skäl inte särskilt vanlig.
3.6.3.2 Colpittskoppling
Bild 3.68 visar en Colpittskoppling.
Återkopplingen sker över en kapacitiv spännings-delare, som ingår som en del av oscillatorns LC-krets. 3.6.3.3 Clappkoppling
Denna koppling är en variant av Colpittskopplingen. Vridkondensatorn för frekvensinställningen är serie-kopplad med spänningsdelarens kondensatorer. Clap-poscillatorns frekvensstabilitet är god.
Vi utvecklar denna beskrivning vidare med bild 3.69. Vridkondensatorn samt en fast och en trimnings-bar kondensator är kopplade parallellt med varandra. Alla tre kondensatorerna är i sin tur seriekopplade med den kapacitiva spänningsdelaren C3/C4. Förstär-karens ingång är kopplad till den övre anslutningen
av C3. Utgången från oscillatorns förstärkare åter-kopplas över dämpresistorn Rct till mitten av spän-ningsdelaren C3/C4 (återkopplingskretsen).
Bild 3.70 visar förstärkaren i en Clappkoppling. Förstärkarens arbetspunkt bestäms av spänningsde-laren R1/R2. Ingen kopplingskondensator behövs ef-tersom det enbart finns kondensatorer mellan förstär-karingång och jord. Kondensatorn C6 avkopplar kol-lektorn på transistor T1HF-mässigt till jord. Förstär-karen är alltså kollektorkopplad.
Kondensatorn C7kopplar oscillatorns utsignal till buffertsteget. För frekvensstabilitetens skull stabilise-ras spänningen 8 V med en LC-krets som avkopplas HF-mässigt med en kondensator.
3.6.4 Frekvensinställning och
bandspridning
Bild 3.71 illustrerar stegvis hur man åstadkommer bandspridning. Att ställa in frekvensen i en LC-oscillator gjordes förr oftast med en vridkondensator. I moder-na mottagare och sändare används i stället en kapa-citansdiod (eng. varicap), som styrs med en likspän-ning.
Med en resonanskrets med endast en induktor och en vridkondensator, skulle alla amatörradiobanden endast vara smala områden utspridda på en meka-nisk skala, det vill säga över vridkondensatorns hela kapacitansområde, varvid kapacitansen kan varieras med förhållandet 1:5 eller 1:10, till exempel 10–50 pF eller 10–100 pF.
Bild 3.61: Svängningar
Bild 3.62: Oscillator enligt Meissner
Bild 3.63: Emitterkopplad förstärkare För att i stället få vart och ett av amatörradioban-den utspridda över större delen av skalan kan man ordna med bandomkoppling och så kallad bandsprid-ning. Man parallellkopplar då en relativt stor fast kapacitans med vridkondensatorns relativt lilla kapa-citans. Den totala kapacitansvariationen i LC-kretsen blir då liten, trots att kondensatorns hela kapacitans-område utnyttjas. Resultatet blir en frekvensskala med större upplösning, det vill säga bättre avläsnings-noggrannhet.
Bandspridning kan också ordnas med två serie-kopplade kondensatorer, varav den större görs vari-abel. Typiskt värde på vridkondensatorn i en kort-vågsutrustning är då 100–500 pF och den fasta kon-densatorn mycket mindre än så.
3.7 Kristalloscillatorer
HAREC a.3.6.4
Bild 3.64: Komplett Meissneroscillator
Bild 3.65: Svängningsvillkoret
3.7.1 Kvartskristaller i
oscillatorkopplingar
En LC-oscillators frekvensstabilitet begränsas av de ingående komponenternas egenskaper. När mycket bättre stabilitet än så krävs, speciellt inom stora tem-peraturområden, är kvartskristallen en svängnings-krets med bättre data. Kvartskristallens höga Q-värde ger också en renare signal.
I en kristalloscillator (eng. Crystal Oscillator (XO)) är en kvartskristall det frekvensbestämmande elemen-tet i stället för en LC-krets. I övrigt kan samma kopp-lingsprinciper som för en LC-VFO användas.
Kristallen kan utföras så att den svänger antingen som en serie- eller parallellresonanskrets. Märk att en kristall svänger på något olika frekvens beroende på om den fås att fungera som serie- eller parallellkrets. Den högre frekvensen är den som vanligen används.
Bild 3.72 visar en Colpittoscillator med en kri-stall i parallellresonansfallet. I parallellresonansalter-nativet kopplas kristallen parallellt över oscillatorns återkopplingsled. Den minsta dämpningen av den återkopplade signalen fås när signalens frekvens är samma som kristallens resonansfrekvens. Kristallens reaktans är då som högst.
Bild 3.66: Hartleykoppling
Bild 3.67: TPTG-koppling
Parallellt över kristallens inre induktans ligger dess inre seriekopplade kapacitanser C och CH. Yttre kapacitanser (en trimbar och två fasta kondensatorer i serie) är kopplade parallellt över den inre anslut-ningskapacitansen CH.
Om den trimbara kapacitansen ändras, så påver-kas kristallens resonansfrekvens. Man säger då att man ”drar” kristallen inom ett litet frekvensområ-de. Kristallens och oscillatorns egenskaper avgör hur stort området kan vara. Om kristaller dras för mycket, så kan resonansfrekvensen bli ostabil. Den relativa frekvensändringen uppgår till högst 10−4 = 0,01% enligt följande formel:
relativ frekvensändring = resonansfrekvensabsolut ändring
3.7.2 Övertonskristaller
Bild 3.73 visar en Colpittsoscillator med kristall i se-rieresonansfallet. I serieresonansalternativet kopplas kristallen in i serie med oscillatorns återkopplings-led. Den minsta dämpningen av den återkopplade utgångssignalen fås när signalens frekvens är samma som kristallens resonanfrekvens. Kristallens reaktans är då som lägst. Så kallade övertonskristaller används för oscillatorfrekvenser över cirka 20 MHz.
Övertonskristallernas dimensioner är lika grund-tonskristallernas, men snittas ut annorlunda och sli-pas för att svänga på önskad udda överton. En över-tonskristall har övertonens frekvens instämplad i höl-jet och kristallen förutsätts arbeta i oscillatorkopp-lingar som seriekrets. Genom att låta kristaller svänga på sin överton undviker man en svår tillverkningspro-cedur, nämligen att slipa mycket tunna kristallskivor. En övertonsoscillator måste alltid innehålla en resonanskrets som är avstämd till den överton som anges på kristallen.
Bild 3.68: Colpittskoppling
Bild 3.69: Clappkoppling
Modellförsök En instrumentsträng sätts i svängning på sin grundton genom en knäppning mitt på sträng-en. En knäppning på en punkt bort från mitten får strängen att svänga på en överton i stället.
3.7.3 Superheterodyn-VFO
Bild 3.74 visar en superheterodyn-VFO. En enkel LC-VFO är inte tillräckligt frekvensstabil i ett högt frekvensläge, till exempel 144–146 MHz. Man kan då använda en speciell koppling, som är en kombination av LC-VFO och XO, kallad super-VFO.
I en super-VFO blandas en låg variabel frekvens från en VFO med en hög frekvens från en XO. Or-det super kommer från superheterodyn = överlagring, blandning. En VFO arbetar stabilare på låg frekvens medan en XO fortfarande arbetar stabilt även på högre frekvenser, dock inte så högt som vi behöver här. I vårt exempel arbetar därför VFO i området 8–10 MHz och XO på 17 MHz. VFO-signalen blan-das med en fast signalfrekvens, som är XO-signalen 17 MHz multiplicerat med 8, det vill säga 136 MHz.
Bild 3.71: Bandspridning
Bild 3.72: Colpittsoscillator med kristall i
paral-lellresonansfallet
Bild 3.73: Colpittsoscillator med kristall i
serie-resonansfallet
Ett bandpassfilter filtrerar fram den önskade bland-ningsprodukten, som ligger i frekvensområdet 144– 146 MHz. Resultatet blir en hög frekvens, som är både variabel och stabil.
Fördelar Frekvensstabiliteten hos en super-VFO är mycket bättre än hos en enkel VFO, som arbetar direkt i VHF-området. En super-VFO är dessutom mycket brusfattigare än en PLL-VFO, vilken beskrivs här nedan.
Nackdelar Vid frekvensblandning uppstår oönska-de blandningsprodukter, vilka visserligen dämpas av bandpassfilter, men som det är omöjligt att under-tryckta helt. Bland annat alstras en svag spegelfre-kvens, som vandrar från 128 till 126 MHz, samtidigt som den önskade blandningsprodukten vandrar från 144 till 146 MHz. Risken för att spegelfrekvensen för-stärks och sänds ut måste elimineras, vilket kan göras med effektiva bandpassfilter. Se vidare i avsnitt 3.8 om frekvensblandning.
3.7.4 Oscillatorer med faslåsning (PLL)
HAREC a.3.7
En kristalloscillator (XO) arbetar med god fre-kvensstabilitet. Dess frekvens är fast och bestäms av styrkristallen.
En LC-oscillator arbetar däremot inom ett fre-kvensområde (VFO), som bestäms av en LC-krets. Dennas frekvens är emellertid mindre stabil än den med styrkristall.
I en faslåst loop (eng. Phase Locked Loop (PLL)) kan god frekvenstabilitet och stort frekvensområde förenas. En PLL är en sluten krets för elektrisk styr-ning av en oscillator, så att dess frekvens är både stabil och variabel.
3.7.4.1 Spänningsstyrd oscillator (VCO)
HAREC a.3.6.5
I bild 3.75 jämförs en VFO och en VCO. En VFO, vars frekvens kan styras med en likspänning, kallas spänningstyrd oscillator (eng. Voltage
Control-led Oscillator (VCO)). I resonanskretsen i en VCO fyller en kapacitansdiod (eng. varicap, variable
ca-pacitor) samma uppgift som den mekaniskt variabla kondensatorn i en VFO.
Bild 3.76 visar en kapacitansdiod. När en motrik-tad spänning läggs på dioden bildas ett spärrskikt i dioden, så att zonerna med fria laddningsbärare