TECHNICKÁ UNIVERZITA V LIBERCI
Fakulta mechatroniky, informatiky a mezioborových studií
Studijní program: N2612 Elektrotechnika a informatika Studijní obor: Mechatronika
Optimalizace parametrů výkonového audio zesilovače třídy AB
Diplomová práce
Autor: Bc. Pavel Stranka
Vedoucí práce: Ing. Martin Černík, PhD.
Konzultant: Doc. Ing. Ivan Doleţal, CSc.
V Liberci 15. 12. 2011
2
SEM vložit originál zadání práce !!!
3 Prohlášení:
Byl jsem seznámen s tím, ţe na mou diplomovou práci se plně vztahuje zákon č. 121/2000 o právu autorském, zejména § 60 (školní dílo).
Beru na vědomí, ţe TUL má právo na uzavření licenční smlouvy o uţití mé DP a prohlašuji, ţe souhlasím s případným uţitím mé diplomové práce (prodej, zapůjčeni apod.).
Jsem si vědom toho, ţe uţít své diplomové práce či poskytnout licenci k jejímu vyuţití mohu jen se souhlasem TUL. V tomto případě má TUL právo ode mne poţadovat přiměřený příspěvek na úhradu nákladů, vynaloţených univerzitou na vytvoření díla (aţ do jejich skutečné výše).
Diplomovou práci jsem vypracoval samostatně s pouţitím uvedené literatury a na základě konzultací s vedoucím práce a konzultantem.
Datum:
Podpis:
4
PODĚKOVÁNÍ
Děkuji Ing. Martinu Černíkovi PhD. za odborné vedení diplomové práce a doc.
Ing. Ivanu Doleţalovi, CSc, za poskytnuté konzultace.
V neposlední řadě děkuji svým rodičům a celé rodině za podporu při studiu.
5 Anotace:
Cílem diplomové práce je optimalizace zapojení výkonového nízkofrekvenčního zesilovače třídy AB a to tak, aby bylo dosaţeno nízkého harmonického a intermodulačního zkreslení v co nejširším rozsahu frekvenční přenosové charakteristiky. To vše za pomoci odborné literatury a zkušeností z praxe.
Na základě stanovených cílů je práce rozdělena na teoretickou a praktickou část.
Teoretická část se zaměřuje na popis hlavní funkce zesilovače. Jsou zde shrnuty základní specifikace zesilovače. Základní topologie je popsána na třístupňovém zesilovači. Dále jsou zde zmíněny nejdůleţitější vlastnosti tranzistorů, které jsou pro návrh nového zesilovače nezbytné. Podrobně jsou rozpracovány pracovní třídy zesilovačů.
V praktické části jsou charakterizovány jednotlivé funkční bloky zesilovače.
Tyto bloky jsou pro dosaţení poţadovaných parametrů modifikovány. Po odzkoušení těchto částí je navrţen plošný spoj. Další kapitola je věnována popisu postupu osazování a následného oţivování. V závěru práce jsou uvedeny naměřené hodnoty, které byly získány měřením průběhů signálů na osciloskopu a harmonické a intermodulační zkreslení pořízené měřením na stolním počítači.
6 Annotation:
The aim of the thesis is to optimize the participation of low-frequency power amplifier class AB, so as to achieve low harmonic and intermodulation distortion in the widest possible range of frequency transmission characteristics. All this was achieved with the help of professional literature and practical experience.
Based on the stated objectives the work is divided into theoretical and practical part. The theoretical part focuses on the description of the main functions of the amplifier, as well as its basic specifications. The basic topology is presented in the three-stage amplifier. Furthermore, the most important transistor properties, which are necessary to design a new amplifier, are mentioned. The operating classes of amplifiers are elaborated in detail.
The practical part describes the various functional blocks that make up the amplifier. These blocks are modified to achieve the required parameters. PCB is designed after the testing of these parts. Next there is also the description of the fitting procedure and subsequent recovery. The measured results obtained by measuring the signal waveform on the oscilloscope and the harmonic and intermodulating distortion measurements made on a desktop computer are presented at the end of the thesis.
7
Obsah
Seznam symbolů a zkratek ... 10
Úvod ... 11
1. Teoretická část ... 12
1.1 Jmenovité parametry ... 12
1.1.1 Výstupní výkon ... 12
1.1.2 Zkreslení signálu ... 13
1.1.2.1 Zkreslení harmonické ... 13
1.1.2.2 Zkreslení intermodulační ... 14
1.1.3 Výkonová šířka pásma ... 15
1.1.4 Odstup cizích napětí ... 16
1.1.5 Rychlost přeběhu ... 16
1.1.6 Vnitřní impedance zesilovače ... 17
1.1.7 Damping faktor ... 17
1.2 Základní vlastnosti tranzistorů ... 18
1.3.1 Bipolární tranzistory... 18
1.3.1.1 Proudový zisk ... 19
1.3.1.2 SOA ... 20
1.3.2 MOSFET tranzistory ... 22
1.3.2.1 Vnitřní kapacity MOSFET ... 24
1.3.2.2 Transkonduktance ... 25
1.3.2.2 SOA ... 27
1.4 Základní topologie zesilovače ... 28
1.5 Pracovní třídy zesilovačů ... 30
1.5.1 Třída A ... 30
1.5.2 Třída B ... 31
1.5.3 Třída AB ... 32
8
1.5.4 Pracovní třídy velikých výkonů ... 33
1.5.4.1 Třída G ... 34
1.5.4.2 Třída D ... 36
2 Praktická část ... 38
2.1 Obvodová řešení zesilovače ... 39
2.1.1 Napájecí zdroj ... 39
2.1.2 Výkonová část ... 40
2.1.3 Korekce chyby ... 42
2.1.4 Vstupní diferenciální zesilovač a napěťový zesilovač ... 45
2.1.5 DC servo ... 50
2.1.6 Stejnosměrná ochrana reproduktorů ... 51
2.2 Návrh plošného spoje ... 53
2.2.1 Náhled na stranu součástek ... 54
2.2.2 Náhled na stranu spojů ... 54
2.3 Základní měřící vybavení ... 55
2.3.1 Generátor funkcí... 55
2.3.2 Osciloskop ... 55
2.3.3 Stolní počítač ... 56
2.3.3.1 Software zvukové karty... 56
2.3.3.2 Zvuková karta... 56
2.4.4 Odporová zátěţ... 57
2.5 Osazení a nastavení zesilovače ... 58
2.6 Měření na zesilovači ... 59
2.6.1 Měření časových průběhů ... 59
2.6.1.1 Naměřené časové průběhy ... 60
2.6.2 Měření zkreslení ... 63
2.6.2.1 Naměřené zkreslení ... 64
9 3 Závěr ... 67 4 Seznam pouţité literatury ... 68 5 Seznam příloh... 70
10
Seznam symbolů a zkratek
Z [Ω] Impedance
U [V] Elektrického napětí
I [A] Elektrický proud
P [W] Elektrický výkon
Ppeak [Wpeak] Špičkový výkon
Pst [Wef] Střední výkon
dB Logaritmická jednotka udávající poměr dvou
fyzikálních veličin
f [Hz] Frekvence
C [F] Kapacita
V/µs Jednotka rychlosti přeběhu
S [Siemens] Elektrická vodivost
DF Damping faktor
hfe Proudový zesilovací činitel
THD Total harmonic distortion
RMS Root mean square
IGBT Insulated gate bipolar transistor
MOSFET Metal-oxide-semiconductor field-effect transistor
BJT Bipolar junction transistor
SOA Safe operation area
FBSOA Dovolená pracovní oblast otevřeného stavu
RBSOA Dovolená pracovní oblast závěrného stavu
IPS Input stage
VAS Voltage amplifier stage
PSRR Power supply rejection ratio
CMR Common mode rejection
11
Úvod
Zesilovače se pouţívají pro proudové posílení výstupu audio zařízení. Zdroj signálu, například CD přehrávač disponuje pouze linkovým výstupem, nebo výstupem pro připojení sluchátek. Reproduktorové soustavy mají nízkou impedanci a nemohou být připojeny ke zdroji signálu přímo. Pro dosaţení potřebného akustického výkonu je nutné, aby byly reproduktory připojeny ke zdroji signálu přes výkonový nízkofrekvenční zesilovač. Kvalita poslechu je velmi závislá na všech komponentech, ze kterých se sestava skládá.
Existuje mnoho konstrukcí nízkofrekvenčních zesilovačů. Dříve byly zesilovače konstruovány pomocí elektronek, později pomocí tranzistorů a nejmodernější řešení jsou realizována integrovanými obvody. Většina výrobců hledí spíše na ekonomickou náročnost konstrukce neţ na dosaţené parametry. Po bliţším prozkoumání bylo zjištěno, ţe většina těchto konstrukcí nedosahuje příliš dobrých parametrů, mezi které patří například harmonické a intermodulační zkreslení.
Cílem této práce je navrhnout a optimalizovat návrh nízkofrekvenčního zesilovače pro velice malé zkreslení v celé šíři audio pásma. Práce bude rozdělena na teoretickou a praktickou část. Teoretická část bude věnována vlastnostem zesilovačů, tranzistorů a popisu funkcí jednotlivých funkčních bloků zesilovače.
V praktické části diplomové práce budou podrobně popsány jednotlivé funkční bloky, ze kterých bude zesilovač zkonstruován. Tyto funkční bloky budou modifikovány a optimalizovány pro dosaţení co nejlepších parametrů.
12
1. Teoretická část
Výkonový zesilovač v audio zařízeních přeměňuje linkový signál na mnohem větší a výkonnější signál, který můţe řídit reproduktor. Linkový signál se z pravidla pohybuje mezi jedním aţ třemi Volty RMS. Tento signál nedisponuje takovým výkonem, aby mohl být k reproduktoru přímo připojen. Typický výkonový zesilovač má vstupní impedanci více neţ 10 kΩ. Zesilovač o výkonu 100 W musí pro maximální výkon do zátěţe 8 Ω poskytnout napětí okolo 28 V RMS při cca 3,5 A RMS. Práce výkonového zesilovače je tedy dodat do zátěţe relativně veliké napětí a proud. [1]
Běţný napěťový zisk zesilovače je v rozsahu od 20 do 30. V případě, ţe je zesilovač se ziskem 20, buzen jedním Voltem, bude výstupní výkon 50 W do zátěţe 8 Ω. Role výkonového zesilovače je znázorněna na obrázku 1. [1]
Obr. 1 Zapojení výkonového zesilovače v obvodu a jeho hlavní role [1]
1.1 Jmenovité parametry
Mezi jmenovité parametry zesilovače patří ty parametry, které ukazují kvality zesilovače a jsou udávány výrobcem. Za hlavní parametry jsou povaţovány výstupní výkon, zkreslení a výkonová šířka pásma.
1.1.1 Výstupní výkon
Jmenovitý výstupní výkon je takový výkon, jaký je zesilovač schopen odevzdat do příslušné zatěţovací impedance při vybuzení signálem sinového průběhu po dobu alespoň 10 minut. Tento výkon se také nazývá trvalým výkonem. [8]
Jmenovitý výstupní výkon je nejčastěji udáván do zátěţe 8 Ohm případně 4 Ohm. Udává se ve wattech. Pokud zesilovač odevzdá určitý výkon do zátěţe 8 Ohm, neznamená to, ţe do poloviční zátěţe 4 Ohm odevzdá výkon dvojnásobný.
Například při výstupním výkonu 180 W do 8 Ohm můţeme očekávat, ţe do 4 Ohm
13 dodá stejný zesilovač výkon 260 W a 350 W do 2 Ohm. Výstupní výkon je závislý na jmenovitém napětí napájecího transformátoru a samozřejmě na jeho celkovém jmenovitém výkonu. [1]
Při buzení zesilovače sinusovým signálem platí pro výpočet špičkového výkonu vzorec:
𝑃𝑝𝑒𝑎𝑘 = 𝑈𝑝𝑒𝑎𝑘𝑅 2
𝑧 [Wpeak]
Pro výpočet středního výkonu platí vzorec:
𝑃𝑠𝑡 = (𝑈𝑝𝑒𝑎𝑘/ 2)
2
𝑅𝑧 [Wef]
Podle [1] by se výstupní výkon měl správně uvádět jako „průměrný trvalý sinusový výkon“. Někteří výrobci uvádějí výkon zkratkou W RMS. Technicky to není správné, odkazuje to pouze na skutečnost, ţe zesilovač byl buzen sinusovým průběhem a na zátěţi byla měřena efektivní hodnota výstupního napětí.
1.1.2 Zkreslení signálu
Pokud se mluví o zkreslení signálu, nejčastěji se myslí harmonické a intermodulační zkreslení.
1.1.2.1 Zkreslení harmonické
Harmonické zkreslení je způsobeno nelineárními členy v cestě signálu. Původní signál je deformován, čímţ v signálu vznikají nové vyšší harmonické sloţky. Jedná se o násobky základního kmitočtu generátoru, při kterém je zesilovač měřen. Značí se zkratkou THD (total harmonic distortion). [8]
Rozlišujeme dvě základní metody pro měření harmonického zkreslení:
1) Pro zjištění úrovně jednotlivých vyšších harmonických v signálu na výstupu zesilovače, je měření prováděno pomocí analyzátoru. Výsledné zkreslení se poté vypočítá podle vzorce. Toto měření je nejobjektivnější, jelikoţ se při něm neuplatňují rušivá napětí, která kaţdý zesilovač produkuje. [8]
14 Vzorec pro výpočet harmonického zkreslení:
𝑇𝐻𝐷 = 𝑈2
2+𝑈32+𝑈42+⋯+𝑈𝑛2
𝑈1 [%]
Un jsou efektivní hodnoty napětí vyšších harmonických signálů U1 je amplituda původního měřeného signálu
2) Měření je prováděno pomocí hornopropustného filtru, který zjišťuje obsah všech vyšších harmonických kmitočtů v původním signálu. Při tomto měření se však, bohuţel, mohou uplatňovat rušivá napětí a při měření zesilovače s velmi malým zkreslením, mohou tento parametr nepříznivě ovlivnit. [8]
Harmonické zkreslení je obvykle měřeno nejen při frekvenci 1 kHz, ale i při vyšších kmitočtech. Podle normy DIN 45 500 je pro třídu zesilovačů HI-FI povoleno celkové zkreslení o hodnotě 1 %. [8]
Zkreslení u koncových zesilovačů se měří nejen při jmenovitém výstupním výkonu, ale také při napětí o 26 dB menší. [8]
1.1.2.2 Zkreslení intermodulační
Tento druh zkreslení také vzniká nelinearitou součástek pouţitých v zesilovači. Procházejí-li zesilovačem dva sinusové signály o rozdílných frekvencích, vznikají, díky nelinearitě přenosových členů, nové signály. Jejich výsledné kmitočty jsou součtem či rozdílem základních sinusových signálů včetně jejich vyšších harmonických. Vzniklé kmitočty nemají k původním kmitočtům ţádný harmonický vztah. [8]
15 1.1.3 Výkonová šířka pásma
Výkonová šířka pásma je vhodněji označována jako amplitudová citlivost v závislosti na frekvenci. Z názvu vyplývá, ţe frekvenční průběh znázorňuje křivku změny výstupní úrovně napětí na frekvenci. [5]
Ţádný zesilovač není schopen odevzdat jmenovitý výstupní výkon v nekonečně širokém přenosovém pásmu. Výkonová šířka pásma je označována dolním a horním mezním kmitočtem, při němţ se výstupní výkon zmenší na polovinu (o 3 dB). [8]
Podle [1] musí frekvenční průběh výkonového zesilovače přesahovat šířku audio pásma od 20 Hz po 20 kHz. Většinou moderní zesilovače tuto šířku pásma několikrát přesahují. Tolerance pro šířku pásma zesilovače je + 0 dB, - 3 dB. Frekvence, při které se výstupní napětí zesilovače zmenší o 3 dB, je hranicí určující šířku přenášeného pásma.
Obr. 2 Amplitudová citlivost zesilovače v závislosti na frekvenci [1]
Na obrázku č. 2 je tečkovanou křivkou znázorněn zesilovač horší jakosti, který má pokles -3 dB na 10 Hz a 80 kHz. Šířka pásma tohoto zesilovače je tedy 10 Hz aţ 80 kHz. [1]
16 1.1.4 Odstup cizích napětí
U koncových zesilovačů je podle DIN 45 500 stanoven minimální odstup cizích napětí 50 dB, pro výstupní výkon do 20 W. Tento odstup je vztaţen k výstupnímu výkonu 100 mW, nevztahuje se k jmenovitému výkonu. Znamená to tedy, ţe při předepsané zátěţi 4 Ω u zesilovačů do jmenovitého výkonu 20 W nesmí být na výstupu zbytkové napětí vyšší neţ 2 mV. [8]
Měření je prováděno způsobem, kdy je na vstup zesilovače přiveden signál o takové úrovni, která odpovídá vybuzení 100 mW. Při zatěţovací impedanci 4 Ω bude výstupní napětí odpovídat 630 mV. Odstup cizích napětí je poměrem výše stanoveného výstupního napětí a napětí zbytkového. [8]
1.1.5 Rychlost přeběhu
Rychlost přeběhu je parametr, jehoţ jednotkou je V/µs. Tento parametr vyjadřuje maximální změnu rychlosti výstupního napětí. Výkonnější zesilovač bude mít větší rychlost přeběhu neţ zesilovač méně výkonný. Důvodem je práce s větším napětím (rozkmitem). Pro znázornění bude mít zesilovač o výstupním výkonu 10 W rychlost přeběhu okolo 15 V/ µs, zatímco zesilovač o výstupním výkonu cca 200 W bude mít rychlost přeběhu od 50 po 300 V/ µs. [1], [3]
17 1.1.6 Vnitřní impedance zesilovače
Vnitřní impedance zesilovače je závislá na celkové konstrukci zesilovače. Čím je vnitřní impedance menší, tím více jsou tlumeny připojené reproduktory, coţ má příznivý vliv na jakost reprodukce. DIN 45 500 předepisuje, ţe vnitřní impedance zesilovače nesmí být větší neţ jedna třetina impedance zatěţovací. Tato podmínka musí být zachována v kmitočtovém pásmu od 40 do 12500 Hz. [8]
Vnitřní impedance se měří tímto způsobem: Zesilovač je vybuzen bez připojené zátěţe na velikost výstupního napětí, které odpovídá jmenovitému výkonu.
Beze změny velikosti buzení je připojen zatěţovací odpor a na výstupu zesilovače je odečten úbytek výstupního napětí. [8]
Vnitřní impedance je vypočítána ze vzorce:
𝑍𝑖 = 𝑈1𝑈−𝑈2
2 ∙ 𝑅𝑍 [Ω]
Zi je vnitřní impedance zesilovače
U1 je velikost výstupního napětí naprázdno
U2 je velikost výstupního napětí s připojenou zátěţí RZ je velikost zatěţovacího rezistoru
1.1.7 Damping faktor
Damping faktor je takzvaný faktor tlumení, který je kmitočtově závislý. Čím větší je přenášená frekvence, tím větší je i výstupní impedance a faktor tlumení je menší.
Faktor tlumení je termín vycházející z mechanického rezonančního systému reproduktoru. Nízká výstupní impedance zesilovače tlumí vzniklé rezonance přes impedanci cívky reproduktoru a elektromotorickou sílu. Vzorec pro výpočet damping faktoru je:
𝐷𝐹 = 𝑍𝑧á𝑡ěž𝑒 𝑍𝑧𝑒𝑠𝑖𝑙𝑜𝑣𝑎 č𝑒
Tento vzorec je definován jako poměr aktuální zátěţe k aktuální výstupní impedanci zesilovače. Bude-li výstupní impedance zesilovače 0,2 Ω a zatěţovací impedance 8 Ω, výsledný damping faktor dosáhne hodnoty 40. [1]
18 1.2 Základní vlastnosti tranzistorů
Hlavní stavební prvky zesilovače jsou tranzistory. Tyto tranzistory slouţí pro zesílení napětí a případně proudové posílení. Mezi základní typy tranzistorů patří bipolární a unipolární tranzistory.
1.3.1 Bipolární tranzistory
První tranzistor byl vynalezen v roce 1948 týmem vědců z Bell Telephone Laboratories. Výkonové tranzistory NPN nebo PNP se pouţívají jako základní stavební prvky v nejrozsáhlejších aplikacích. Vývoj technologie tranzistorů IGBT a MOSFET vede k pomalému vytlačování klasických bipolárních tranzistorů.
Bipolární NPN a PNP tranzistory však mají stále své vyuţití. Na rozdíl od MOSFET tranzistorů mají niţší saturační napětí v celém rozsahu pracovní teploty, jsou ale pomalejší, coţ je vystavuje delším zapínacím a vypínacím časům. BJT mají malou vstupní kapacitu a jsou řízené proudem do báze. Budící obvody proto musí být konstruovány na veliké dlouhodobé výstupní proudy. [7]
Schematické značení:
Obr. 3 a) schematická značka NPN tranzistoru, b) schematická značka PNP tranzistoru [7]
Bipolární tranzistor je třívrstvá elektronická součástka, která můţe být konstruována jako NPN tak i PNP. Funkce bipolárního tranzistoru je zaloţena na vzájemném působení dvou přechodů PN. Při uvedené polarizaci napětí dochází k silné injekci elektronů z emitorové oblasti N do oblasti P. Elektrony se difuzním pohybem přibliţují ke kolektorové oblasti N, jejíţ vzdálenost od emitorové oblasti je velmi malá. Silné elektrické pole ochuzené vrstvy kolektoru způsobí, ţe elektrony přejdou z emitorové oblasti do oblasti kolektorové. [6]
19 Obr. 4 Znázornění funkce bipolárního NPN tranzistoru [6]
Obrázek č. 5a zobrazuje závislost vstupního proudu do báze ib na velikosti napětí báze emitor Ube. Obrázek č. 5b zobrazuje závislost proudu tekoucího kolektorem ic na napětí mezi kolektorem a emitorem Uce při různých velikostech proudu do báze ib.
Obr. 5 a) vstupní VA charakteristika tranzistoru, b) výstupní VA charakteristika tranzistoru [7]
1.3.1.1 Proudový zisk
Pokud je do báze NPN tranzistoru přiveden malý proud, kolektorem poteče větší proud. Vztah mezi těmito dvěma proudy určuje proudový zesilovací činitel značený jako hfe. Proudový zisk tranzistorů se pro kaţdý typ liší. Tranzistory o malém ztrátovém výkonu mají zpravidla zesilovací činitel od cca 50 aţ 500, velké tranzistory jen cca 20 aţ 100. [1]
20 Vztah pro výpočet proudového zesilovacího činitele je:
𝑓𝑒 = 𝐼𝑐 𝐼𝑏
Obrázek č. 6 zobrazuje závislost proudového zesilovacího činitele na teplotě čipu tranzistoru. Z grafu vyplývá, ţe proudový zesilovací činitel s rostoucí teplotou roste, naopak s klesající teplotou klesá. S rostoucím proudem, který protéká kolektorem tranzistoru, proudový zesilovací činitel klesá.
Obr. 6 Znázornění závislosti proudového zesilovacího činitele tranzistoru na teplotě čipu tranzistoru [23]
1.3.1.2 SOA
Tento parametr udává bezpečnou pracovní oblast napětí a proudu pro kaţdý typ tranzistoru. BJT tranzistory mají v FBSOA (forward bias safe operation area) křivce strmý zlom, který vzniká při velikém napětí a je označován jako druhý průraz (secondary breakdown). Druhý průraz je způsoben redukcí maximálního výkonu PMAX při napětí blízkém maximálnímu povolenému napětí UCE. Při tomto napětí není ztrátový výkon rovnoměrně rozloţen pro celé ploše čipu a díky tomu můţe snadněji dojít k lokálnímu přehřátí čipu tranzistoru. S rostoucí teplotou výkonové zatíţení tranzistoru klesá. Klíčem k zamezení druhého průrazu je udrţovat ztrátový výkon v bezpečných hranicích, pouţití ochranných obvodů zabezpečujících pracovní oblast tranzistoru uvnitř bezpečné křivky SOA a velmi dobré chlazení. [7]
21 Pro popsání maximálních mezních parametrů BJT tranzistorů slouţí dva grafy.
První graf se nazývá dovolená pracovní oblast otevřeného stavu FBSOA, viz obrázek č. 7. Proud značený Icm je proud maximální. První křivka znázorňuje maximální tepelnou ztrátu a také limitující parametry druhého průrazu. Křivky znázorňující pracovní oblast v pulzním reţimu dovolí tranzistoru větší výkonové zatíţení. [7]
Obr. 7 Znázornění závislosti proudového zesilovacího činitele tranzistoru na teplotě čipu tranzistoru [7]
Indukční zátěţ při vypínání generuje větší energetické špičky neţ zátěţ odporová. Zde je velmi pravděpodobné, ţe nastane druhý průraz, pokud je překročena RBSOA (reverse bias safe operation area). Druhý graf se nazývá dovolená pracovní oblast závěrného stavu RBSOA, viz obrázek č. 8.
Obr. 8 RBSOA – reverzní pracovní oblast tranzistoru [7]
22 Závěrný bázový proud pomáhá uzavřít charakteristiky přesahující křivku RSBOA. Křivka RBSOA znázorňuje, ţe pro napětí pod hodnotu Uce je SOA nezávislá na závěrném napětí Ueb a je omezena pouze kolektorovým proudem.
Zatímco pro napětí nad hodnotu Uce musí být kolektorový proud pod kontrolou v závislosti na závěrném napětí. [7]
Schopnosti tranzistoru spínat veliké proudy jsou velmi závislé na dobrém chlazení a na teplotní kapacitě čipu tranzistoru. Čím lepší je odvod tepla z čipu tranzistoru, tím větší bezpečné pracovní oblasti je dosaţeno a tranzistor funguje spolehlivěji. [1]
1.3.2 MOSFET tranzistory
V porovnání s hodnotou proudového zesílení tranzistorů BJT mají tranzistory MOSFET menší hodnotu transkonduktance. To se jeví jako hlavní nevýhoda výkonových MOSFET tranzistorů. Další nevýhodou je sériový odpor Rds(on), jehoţ velikost je velmi závislá na velikosti čipu a na maximálním napětí, pro které je tranzistor konstruován. Výhodou některých MOSFET tranzistorů je absence druhého průrazu v SOA charakteristice. Další rozdíl mezi BJT a tranzistory MOSFET je jejich větší vstupní kapacita. Tranzistory MOSFET jsou řízené napětím.
Schematické značení:
Obr. 9 a) schematická značka MOSFET tranzistoru typu N, b) schematická značka MOSFET tranzistoru typu P [7]
23 Typy tranzistorů MOSFET:
První MOSFET tranzistory byly vyráběny laterální technologií. Tyto tranzistory nedosahovaly příliš velikých výkonů, přenášených proudů a transkonduktance. Na tuto technologii navázala technologie vertikální. Vertikální MOSFET tranzistory jsou charakterizovány větší transkonduktancí a většími přenášenými špičkovými proudy.
[1], [7]
Vnitřní struktura laterálních a vertikálních MOSFET:
Obr. 10 a) Struktura laterálního MOSFET, b) struktura vertikálního MOSFET[1]
Graf na obrázku č. 11 zobrazuje VA charakteristiku MOSFET tranzistoru typu N.
Obr. 11 VA charakteristika MOSFET tranzistoru typu N [7]
24 1.3.2.1 Vnitřní kapacity MOSFET
Dalším důleţitým parametrem MOSFET tranzistorů jsou jeho parazitní kapacity mezi elektrodami tranzistoru, které se uplatňují ve spínacím reţimu. Na obrázku č. 12 jsou tyto kapacity znázorněny.
Obr. 12 Názorné zapojení vnitřních parazitních kapacit MOSFET tranzistorů [7]
Cgs znázorňuje kapacitu mezi elektrodami gate – source Cgd znázorňuje kapacitu mezi elektrodami gate – drain Cds znázorňuje kapacitu mezi elektrodami drain – source
Velikost těchto kapacit je nelineární. Při spínání MOSFET tranzistoru musí být skrz elektrodu gate nabity kapacity Cgd a Cgs. Budící obvody proto musí být dostatečně dimenzovány. [7]
Obr. 13 Kapacity MOSFET tranzistorů [21]
25 Na obrázku č. 13 je znázorněna závislost velikosti kapacit MOSFET tranzistoru na napětí a frekvenci.
𝐶𝑔𝑑 = 𝐶𝑟𝑠𝑠 𝐶𝑔𝑠 = 𝐶𝑖𝑠𝑠 − 𝐶𝑟𝑠𝑠 𝐶𝑑𝑠 = 𝐶𝑜𝑠𝑠 − 𝐶𝑟𝑠𝑠 Crss – reverzní převodní kapacita tranzistoru
Ciss – vstupní kapacita tranzistoru se zkratovanými elektrodami D a S Coss – výstupní kapacita tranzistoru se zkratovanými elektrodami G a S 1.3.2.2 Transkonduktance
Obrázek č. 14 znázorňuje transkonduktanci jako funkci proudu pro tři typy MOSFET tranzistorů. Tranzistory 2SK1530 a IRFP240 jsou vertikální MOSFET a tranzistor 2SK1526 je laterální MOSFET. Z grafu je patrné, ţe vertikální MOSFET tranzistory dosahují větší transkonduktance neţ typy laterální. [1]
Obr. 14 Znázornění transkonduktance tří typů MOSFET tranzistorů [1]
Transkonduktance hraje důleţitou roli, která ovlivňuje velikost přechodové zkreslení. Přechodové zkreslení je produkováno výkonovými MOSFET tranzistory v koncové části zesilovače, která pracuje ve třídě B. Čím menší je transkonduktance, tím větší přechodové zkreslení koncová část zesilovače produkuje.[1]
26 Transkonduktance tranzistorů je také závislá na provozní teplotě tranzistoru.
V grafu na obrázku č. 15 je znázorněna transkonduktance tranzistoru IXTH60N25 při třech různých teplotách. Se zvětšující se teplotou čipu transkonduktance tranzistoru klesá.
Obr. 15 Závislost transkonduktance na teplotě čipu tranzistoru [21]
27 1.3.2.2 SOA
Bezpečná pracovní oblast tranzistoru udává bezpečnou oblast napětí a proudu.
Na obrázku č. 16 je znázorněn graf pro BJT tranzistor a MOSFET tranzistor. V grafu jsou vyneseny křivky ohraničující bezpečnou oblast tranzistoru. Pokud je obvod, ve kterém je tranzistor aplikován, nastaven uvnitř bezpečné pracovní oblasti, je zaručena jeho bezpečná funkce bez destrukce. [1], [7]
Obr. 16 Bezpečná pracovní oblast pro BJT a MOSFET tranzistor [18]
Druhý průrazu se v SOA křivce u MOSFET tranzistorů vyskytuje výjimečně.
SOA je tak ohraničena maximálním povoleným proudem ID, maximálním povoleným napětím UDS a maximálním povoleným ztrátovým výkonem PMAX pro danou délku proudového impulzu. Ke zničení MOSFET tedy většinou dochází přehřátím čipu.
V obou znázorněných případech je předpokládán dostatečný odvod tepla z čipu tranzistoru. Pokud je chlazení tranzistoru nedostatečné, křivky SOA pro oba tranzistory nedosahují takovýchto hodnot. Tranzistor je více tepelně namáhán a jeho výkonová zatíţitelnost klesá.
28 1.4 Základní topologie zesilovače
Obrázek č. 17 zobrazuje zjednodušený třístupňový audio zesilovač. Tranzistory Q1 a Q2 tvoří vstupní diferenciální zesilovač, který je napájen zdrojem proudu. Tento vstupní obvod se značí IPS (input stage).
Obr. 17 Základní schéma třístupňového audio zesilovače [1]
Diferenciální zesilovač většinou disponuje malým napěťovým zesílením od 5 do 15. Porovnává vstupní signál se zlomkem signálu přivedeného z výstupu a zajišťuje potřebnou velikost signálu pro následující části zesilovače k dosaţení poţadovaného napětí na výstupu. Zmiňovaný zlomek výstupního signálu je přiveden přes odporový dělič R2 a R3. Pokud je tento dělič nastaven v poměru 1/19, bude hodnota celkového napěťového zesílení zesilovače okolo 20. Jedná se o takzvanou uzavřenou zpětnou vazbu. [1]
Vzorec pro výpočet zesílení znázorněného zesilovače je:
𝐴𝑢 = 1 +𝑅3 𝑅2
Pro lepší představu funkce záporné zpětné vazby je zde obrázek č. 18. Jádro zesilovače je znázorněno jako blok o zesílení větším neţ 1000. Zpětnou vazbu zajišťuje blok 1/20. V případě, ţe je na výstupu zesilovače napětí 20 V, pak se zpět do invertujícího vstupu vstupního zesilovače vrací napětí 1 V. Mezi invertujícím
29 a neinvertujícím vstupem je napětí 20 mV. Pokud je zesílení jádra zesilovače 1000, pak je poţadované vstupní napětí 1,02 V pro výstupní hodnotu napětí 20 V. [1]
Obr. 18 Znázornění záporné zpětné vazby [1]
Tranzistor Q3 na obrázku č. 17 plní funkci napěťového zesilovače značeným zkratkou VAS (voltage amplifier stage). Tato část zesilovače zajišťuje potřebné napěťové zesílení. Obvyklé napěťové zesílení této části je v rozmezí od 100 do 10 000. [1]
Třetí část se nazývá koncová. Skládá se ze 4 tranzistorů Q4-Q7. Plní funkci proudového posílení napěťového zesilovače. Většina koncových stupňů má napěťové zesílení rovno 1. Tranzistory Q4 a Q5 jsou budiče koncových tranzistorů Q6 a Q7.
Takovéto zapojení se nazývá push pull. Jedná se o klasické zapojení třídy B, kdy kladná půlvlna signálu prochází NPN koncovým tranzistorem Q6 a záporná půlvlna PNP tranzistorem Q7. Při takovéto funkci koncového stupně vzniká přechodové zkreslení, viz obrázek č. 21. [1]
Pro odstranění přechodového zkreslení je zde blok s nápisem Bias. Tento blok slouţí pro nastavení klidového proudu koncovým stupněm. Znamená to, ţe tento proud teče koncovým stupněm stále, a to i ve chvíli, kdy není zesilovač buzen signálem. Koncové tranzistory i budiče jsou lehce otevřené, coţ způsobí, ţe signál procházející koncovým stupněm se mezi kladným i záporným tranzistorem překrývá.
Takto fungují koncové stupně ve třídě AB, ve které je pomocí klidového proudu přechodové zkreslení téměř eliminováno. [1]
30 Pokud koncovými tranzistory nastavíme veliký klidový proud, oba koncové tranzistory budou otevřené při obou půlvlnách signálu. Na jednom se bude proud zvyšovat, zatímco na druhém sniţovat. Rozdíl se následně objeví na výstupu. Jedná se o třídu A, kde nevzniká ţádné přechodové zkreslení. Nevýhodou této třídy je malá účinnost 15 – 20 %. Pracovní bod je zvolen tak, aby klidový proud koncového stupně byl roven maximálnímu výstupnímu proudu.
1.5 Pracovní třídy zesilovačů
Porovnáním zapojení koncových zesilovačů zjistíme, ţe se liší pouze nastavením klidového proudu, tedy jejich pracovním bodem.
1.5.1 Třída A
Koncová část zesilovače pracující ve třídě A bývá většinou zapojena jako jednočinná. Znamená to, ţe jedna větev zpracovává kladnou i zápornou půlvlnu signálu. Obrázek č. 19 zobrazuje nastavení pracovního bodu zesilovače, jehoţ koncová část je stále ve vodivém stavu. [11]
Obr. 19 Znázornění pracovního bodu zesilovače třídy A [9]
Pro optimální vybuzení koncového tranzistoru, musí být pracovní bod nastaven na 0,5 násobek špičkového kolektorového proudu. Hlavní výhodou těchto zesilovačů je jejich malé zkreslení. Nevýhodou je malá účinnost 15-20 %. [10]
31 1.5.2 Třída B
Koncová část pracující ve třídě B je zapojena jako dvojčinná. Jedna větev zpracovává kladnou půlvlnu signálu a druhá větev zpracovává zápornou půlvlnu signálu. Tyto větve se v zesilování signálu střídají. Jelikoţ je nastaven nulový klidový proud koncovými tranzistory, je přechod z nevodivého do vodivého stavu pozvolný, tím vzniká při průchodu nulou přechodové zkreslení, viz obrázek č. 21. Toto zkreslení je velmi dobře slyšitelné, a proto se tato pracovní třída zesilovačů nepouţívá.
Výhodou je energetická úspora, neboť zesilovač bez signálu neodebírá ţádný proud. [11]
Obr. 20 Znázornění pracovního bodu zesilovače třídy B [9]
Obr. 21 Přechodové zkreslení vznikající v koncové části zesilovače pracovní třídy B [9]
32 1.5.3 Třída AB
Kompromisem mezi třídou A a B je třída AB. Konstrukčně je zesilovač stejný jako zesilovač třídy B s tím rozdílem, ţe třída AB má zavedený malý klidový proud koncovými tranzistory. Koncové tranzistory i budiče jsou lehce otevřené, coţ způsobí, ţe signál procházející koncovým stupněm se mezi kladným i záporným tranzistorem překrývá. Takto fungují koncové stupně ve třídě AB, kde je pomocí klidového proudu přechodové zkreslení téměř eliminováno.
Třída AB není tak energeticky náročná jako třída A. Z těchto důvodů se stala pracovní třída AB velice oblíbená. V této třídě se konstruují zesilovače nejvyšších kvalit. [11]
Obr. 22 Znázornění pracovního bodu zesilovače třídy AB [9]
33 1.5.4 Pracovní třídy velikých výkonů
Konstruování zesilovačů v pracovní třídě AB pro výkony zesilovačů větší neţ 1000 W by bylo velmi finančně náročné. Účinnost zesilovačů třídy AB je malá, cca 50 %, coţ by při takto velikém výstupním výkonu zesilovače znamenalo enormně velikou výkonovou ztrátu. Napájecí transformátor by dosahoval velikých rozměrů a celková konstrukce zesilovače by musela být velmi robustní. Toto vedlo k dalšímu vývoji pracovních tříd.
Zesilovače s velikými výkony se většinou pouţívají pro profesionální ozvučování hal a stadionů, kde je kladen veliký důraz na účinnost a zkreslení zde není tak důleţité. Mezi pracovní třídy zesilovačů velikých výkonů patří například třídy G, H a D. Výkonová část pracovních tříd G a H je konstruována podobně jako pro třídu AB. Pro menší výkonovou ztrátu zesilovačů tříd G a H je efektivně měněno napájecí napětí v závislosti na velikosti výstupní amplitudy. Touto okamţitou změnou napájecího napětí je dosaţeno lepší účinnosti zesilovače.
Pracovní třída G má výkonovou část napájenou malým a velikým napětím. Malé napájecí napětí výkonové části je v případě potřeby zvyšováno lineárně pomocí několika tranzistorů aţ na úroveň napětí velikého napájení. [2]
Třída H je velmi podobná třídě G, ale napájecí napětí výkonové části je jen jedno a je spínáno na vyšší úroveň v okamţiku, ve kterém výstupní amplituda překročí určitý práh. [2]
34 1.5.4.1 Třída G
Obrázek č. 23 zobrazuje změny napájecího napětí výkonové části (plnou čarou) v závislosti na výstupním napětí (čerchovanou čarou). Pro malé výstupní výkony je nastavena malá úroveň napájecího napětí. Pokud zvětšíme buzení zesilovače a malé napájecí napětí výstupní části bude nedostačující, pak se bude napájecí napětí pomocí několika tranzistorů lineárně zvětšovat aţ na úroveň napětí velikého napájení. [1]
Obr. 23 Znázornění změny velikosti napájecího napětí koncového stupně zesilovače pracovní třídy G v závislosti na velikosti výstupní amplitudy [1]
Schéma na obrázku č. 24 znázorňuje zapojení výkonové části zesilovače třídy G.
Obr. 24 Koncová část zesilovače pracovní třídy G [1]
35 Diody D1 a D2 se nazývají komutační diody. Poskytují malé napájecí napětí výkonových tranzistorů tehdy, je-li výstupní výkon zesilovače malý. Jakmile je zesilovač buzen větším vstupním signálem a výstupní výkon je dost veliký na to, aby mohla být udrţena minimální hodnota napětí Uce tranzistorů Q5 a Q6, vnější tranzistory Q11 a Q12 zvednou napájecí napětí k úrovni velkého napájecího napětí, aby ji udrţeli na minimální pevné hodnotě napětí Uce. [1]
Minimální napětí Uce tranzistorů Q5 a Q6 je nastaveno pomocí zenerových diod D5 a D6. Příslušné napětí je mezi kolektorem tranzistoru Q5 a výstupním uzlem zesilovače. Toto napětí musí být stanoveno s ohledem na úbytek napětí na emitorovém odporu R3 při velkém výstupním proudu. Současně jmenovité napětí zenerových diod nesmí být tak veliké, aby na bázi tranzistoru Q7 nebylo vyšší napětí, neţ poskytuje napájecí větev s velikým napětím. [1]
Graf na obrázku č. 25 znázorňuje závislost ztrátového výkonu na výstupním výkonu pro 250 W zesilovač třídy G. Pro porovnání je zde zanesena křivka závislosti ztrátového výkonu na výstupním výkonu zesilovače třídy AB. [1]
Obr. 25 Znázornění závislosti ztrátového výkonu na výstupním výkonu zesilovačů třídy G a AB [1]
Volba napětí malého napájení určuje velikost amplitudy signálu, při které bude zesilovač přecházet mezi napájecími větvemi s malým napětím a větví s velikým napětím. Úroveň napětí malého napájení má největší vliv na ztrátový výkon zesilovače, který je závislý na velikosti úrovně signálu. Čím bude větší napájecí
36 napětí malého zdroje napětí, tím bude výkonová ztráta větší. Ve srovnání se sinusovým signálem obsahuje hudební signál kratší napěťové špičky. Velikost menšího napětí zdroje se nastavuje na niţší úroveň proto, ţe zesilovač v maximu výstupního výkonu setrvává krátký čas. [1]
1.5.4.2 Třída D
Zesilovače třídy D vynikají svými malými rozměry, nízkými výrobními náklady a velikou účinností aţ 90%. Jejich vyuţití je veliké, od malých výstupních výkonů okolo 5 W aţ po výkony 1400 W. Zesilovače třídy D jsou hojně pouţívány v mobilních telefonech, přenosných počítačích a v podobné spotřební elektronice.
Veliké výkony mají uplatnění v PA systémech.
Třída D se velmi liší od ostatních pracovních tříd. Výkonová část zesilovače nepracuje v lineárním reţimu, pracuje v reţimu spínacím. Tranzistory výkonové části jsou spínány vysokou frekvencí a kaţdý tranzistor spíná příslušné napájecí napětí.
Spínací frekvence je v rozmezí od 50 kHz do 1MHz.
Obrázek č. 26 zobrazuje, jak je převáděn analogový vstupní signál na digitální PWM modulaci.
Obr. 26 Znázornění funkce PWM modulátoru [1]
Tento vstupní modul zesilovače je označován jako PWM modulátor.
Trojuhelníkový signál o frekvenci 500 kHz je přiveden na invertující vstup komparátoru a vstupní signál je přiveden na neinvertující vstup komparátoru. Vţdy kdyţ kladná půlvlna vstupního signálu překročí referenční napětí trojuhelníkového signálu, vytvoří se na výstupu modulátoru kladný napěťový impulz. Čím déle setrvá
37 vstupní signál nad referenční úrovní trojuhelníkového signálu, tím je generován širší impulz. Naopak pokud je napěťová úroveň vstupního signálu pod úrovní referenčního trojuhelníkového signálu, je na výstupu komparátoru generován impulz o opačné polaritě. [1], [2]
Výstup komparátoru má podobu obdélníku, jehoţ střída odpovídá velikosti amplitudy vstupního signálu. Frekvence obdélníkového signálu se nazývá nosnou frekvencí. Průměrná hodnota obdélníkového signálu přesně odpovídá hodnotě vstupního signálu. Pokud je výstup komparátoru pouţit pro řízení výkonových MOSFET tranzistorů Q1 a Q2 podle obrázku č. 27, bude průměrná výstupní hodnota odpovídat násobku hodnoty vstupního signálu a napájecímu napětí. [1], [2]
Obr. 27 Koncová část zesilovače řízena PWM modulátorem [1]
Potřebný průměrný signál je z výstupního výkonového pulzního signálu získán zařazením filtru na výstup zesilovače. Výstupní filtr představuje dolní propust, která ze signálu odfiltruje vysokovou vzorkovací frekvenci a zůstane signál podobný vstupnímu analogovému signálu. Výstupní signál je zesílený o napěťový zisk zesilovače. Výstupní filtr také potlačuje vysokofrekvenční EMI. [1]
Napěťový zisk zesilovače je roven poměru napájecího napětí a špičkového napětí trojúhelníkového signálu. Pokud je hodnota špičkového napětí trojúhelníkového signálu 2 V a špičková hodnota napětí vstupního signálu také 2 V, bude výstup komparátoru v kladné saturaci. Na připojené zátěţi bude po celý čas napětí, které bude rovné kladné napájecí větvi. Napájecí napětí je 40 V, špičkové napětí bude také 40 V a napěťový zisk zesilovače pak bude 20 V.
38
2 Praktická část
Zesilovač je konstruován v pracovní třídě AB, jejíţ účinnost a dosaţitelné parametry jsou pro naše účely vyhovující. V teoretické části bylo nastíněno, ţe se zesilovač skládá ze tří základních bloků. Patří sem vstupní diferenciální zesilovač, napěťový zesilovač a výkonová koncová část zesilovače. Nesmíme ovšem opomenout napájecí zdroj a ochrany reproduktorů pro bezpečný provoz v případě poruchy.
Mezi hlavní body zadání patří dosaţení malého zkreslení a dostatečného výstupního výkonu. K tomu aby mohl mít zesilovač velmi malé zkreslení v celém audio pásmu, je potřeba zabezpečit, aby byl velmi rychlý a hlavně co nejlineárnější.
Nízkého harmonického zkreslení na frekvenci 1 kHz není aţ takový problém dosáhnout, ovšem o kvalitách zesilovače více vypovídá zkreslení na frekvenci 10 kHz a výše. Mezi nejdůleţitější parametry zesilovače patří intermodulační zkreslení, neboť více vypovídá o kvalitách zesilovače. Intermodulační zkreslení výrobci měří při frekvencích 13+14 kHz, ale i 19+20 kHz. Vlivem nelinearity součástek dochází ke sčítání nebo odčítání těchto dvou kmitočtů. Výsledné kmitočty nemají harmonický charakter a podle [3] je na ně ucho velmi citlivé.
Zesilovač je navrţen na dvouvrstvém plošném spoji s koncepcí all in one, kde jsou všechny potřebné funkční bloky poskládány na jeden plošný spoj. Na plošném spoji je umístěn i napájecí zdroj, který obsahuje usměrňovací můstek včetně filtračních kondenzátorů. Je zde umístěna výkonová část, která obsahuje tři páry výkonových MOSFET tranzistorů, napěťový zesilovač a vstupní diferenciální stupeň.
Pro zajištění bezpečného provozu, je na plošném spoji implementována ochrana proti stejnosměrnému napětí na výstupu zesilovače. Stejnosměrné napětí se na výstupu zesilovače při normálním provozu nevyskytuje. Zesilovač je s předchozími přístroji svázán kapacitní vazbou, která stejnosměrnou sloţku napětí nepropustí. Můţe se ovšem stát, ţe na zesilovači nastane porucha některé z mnoha součástek, případně dojde k proraţení koncových tranzistorů. V této situaci by se na výstupu zesilovače objevilo stejnosměrné napětí a v případě absence stejnosměrné ochrany by došlo k poškození reproduktorových soustav. Plošný spoj je navrţen tak, aby rušivé sítové sloţky frekvence 50 Hz a jejích harmonických signálů pronikaly do signálových cest zesilovače co nejméně. Je pouţita technologie rozlité země.
39 2.1 Obvodová řešení zesilovače
Zesilovač je sloţen z funkčních bloků, které jsou nezbytně nutné pro jeho správnou funkci. Tato kapitola je věnována popisu jednotlivých funkčních bloků a jejich vylepšení.
2.1.1 Napájecí zdroj
Parametry napájecího zdroje mají vliv na velikost výstupního výkonu zesilovače.
Pro napájení výkonových zesilovačů se většinou pouţívá nestabilizovaný napájecí zdroj, který se skládá pouze z usměrňovacího můstku a filtračních kondenzátorů.
K dosaţení poţadovaného výkonu je potřeba zvolit vhodně dimenzovaný napájecí transformátor a velikost filtračních kondenzátorů. V případě, ţe je zesilovač napájen z nedostatečně dimenzovaného zdroje, napájecí napětí zesilovače při vybuzení kolísá a dosaţený výkon je menší.
Pokud je zesilovač provozován bez zátěţe, je ze zdroje odebírán pouze klidový proud okolo 200 mA. Čím menší zátěţ bude, tím větší proud musí zesilovač dodat a tím výkonnější zdroj musí být v konstrukci zesilovače pouţit.
V tomto případě je konstruován zesilovač o průměrném trvalém výkonu 250 W do zátěţe 4 Ω. Účinnost zesilovače ve třídě AB bývá zpravidla 50 – 60 %. Napájecí transformátor je proto zvolen o výkonu dvojnásobném, coţ zabezpečí dostatečnou výkonovou rezervu. Parametry pouţitého toroidního audio transformátoru jsou:
Primární vinutí: 230 V Sekundární vinutí: 1. 7 V / 1 A
2. 8 V / 1 A
3. 48 V / 4,5 A
4. 48 V / 4,5 A
V koncové části zesilovače jsou pouţity tranzistory MOSFET, které potřebují větší řídící napětí. Aby se tranzistory MOSFET otevřeli naplno a dosáhlo se tím poţadované účinnosti, je potřeba zabezpečit, aby bylo budící napětí o hodnotu UGS
větší. Vstupní diferenciální zesilovač a napěťový zesilovač musí být proto napájen větším napětím neţ vlastní koncový stupeň. Z tohoto důvodu má transformátor o dvě pomocná napětí více. Pomocná napětí jsou usměrněna, vyfiltrována kondenzátory
40 o kapacitě 2200 µF a sériově připojena k hlavnímu vinutí. Touto cestou je dosaţeno většího napájení pro vstupní obvody a problém s účinností zesilovače je vyřešen. [3]
Hlavní výkonové vinutí transformátoru je usměrněno gretzovým můstkem typu KBK25J, který svými parametry pro danou aplikaci vyhoví. Maximální napětí je 600 V a průměrný proud je 25 A. Filtraci zajišťují čtyři elektrolytické kondenzátory o kapacitě 10 000 µF a jmenovitém napětí 80 V.
2.1.2 Výkonová část
Na koncových výkonových tranzistorech je výkonová ztráta a je nutné zajistit dobrý odvod tepla z pouzdra tranzistoru. Odvod tepla zajišťuje ţebrovaný hliníkový profil. Výkonová část zesilovače musí být navrţena tak, aby obstála při všech typech zátěţe bez poškození.
V koncové části zesilovače jsou pouţity MOSFET tranzistory IRFP240 a IRFP9240. Výstupní výkon zesilovače je 250 W do 4 Ohm. Pro tento výstupní výkon jsou potřeba tři páry těchto tranzistorů. Z důvodu výrobních tolerancí je nutné tranzistory pracující v paralelním reţimu vybírat. Tranzistory jsou vybírány podle jejich převodní charakteristiky Uvstup / Ivýstup, která by měla být co nejpodobnější, aby proudové a výkonové zatíţení bylo mezi nimi rovnoměrně rozloţeno. [3]
Obr. 28 Zapojení pro statické měření MOSFET tranzistorů [3]
Vybírané MOSFET tranzistory jsou zapojeny dle schématu na obrázku č. 28.
Všechny elektrody tranzistoru musí být zablokovány keramickými kondenzátory o kapacitě 100 nF, jelikoţ tranzistor je velice náchylný k vysokofrekvenčním oscilacím. Tranzistory se párují při hodnotě proudu IDS 100 mA. Součástky jsou
41 k sobě vybírány podle stejného napětí UGS při toleranci 50 mV. Při párování se tranzistory průchodem proudu ohřívají a mění tak své vlastnosti. Pro zabezpečení teplotní stálosti musí být tranzistory připevněné k chladiči. [3]
Tranzistory IRFP240 i IRFP9240 mají jmenovitý ztrátový výkon 150 W.
Napájení výkonové části je 2x 63V. Na začátku návrhu výkonové části je potřeba dbát důraz na bezpečnou pracovní oblast tranzistorů. Tranzistor IRFP240 dle katalogového listu má bezpečný proud 5 A, pro napětí 63 V po dobu zatíţení 10 ms. Tento čas odpovídá frekvenci 100 Hz. Hudba ovšem velmi často obsahuje i kmitočty s niţší frekvencí. Bezpečná pracovní oblast tranzistoru IRFP240 pro stejnosměrné zatíţení je při 60 V cca 2 A. [22]
Pro průměrný výstupní výkon 250W je výstupní efektivní napětí 31,6 Vef.
Špičkové napětí pro jednu polaritu je spočítáno ze vzorce:
𝑈𝑝 = 𝑈𝑒𝑓 ∙ 2 = 31,6 ∙ 2 = 44,7 𝑉
Výstupní špičkový proud při výkonu 250 W je spočítán ze vzorce:
𝐼𝑝 =𝑈𝑝
𝑅𝑧= 44,7
4 = 11,2 𝐴
Koncová část zesilovače se skládá ze tří párů MOSFET tranzistorů, coţ znamená, ţe kaţdý tranzistor bude zatíţen třetinovým špičkovým proudem 3,7 A.
Zesilovač pracuje ve třídě AB, proto je čas zatíţení kaţdého tranzistoru z kladné a záporné polarity poloviční.
Všechny reproduktorové soustavy o jmenovité impedanci 4 Ohm, mají impedanci závislou na frekvenci. Impedance reproduktorových soustav můţe klesat aţ ke 2 Ω. Je potřeba zajistit, aby při plném vybuzení zesilovače do zátěţe 2 Ω, případně zkratu výstupních svorek, nedošlo ke zničení koncových tranzistorů.
Z tohoto důvodu je koncová část vybavena takzvaným V-I omezovačem znázorněným na obrázku č. 29.
42 Znázorněná část koncového stupně je pouze pro kladnou polaritu. Záporná polarita je realizována stejným způsobem.
Obr. 29 Koncová část zesilovače vybavena V-I omezovačem
Proud koncovými tranzistory Q34, Q36 a Q38 je snímán na jejich emitorových odporech R88 – R117. Pokud je nastavený proud překročen, tranzistor Q31 se otevře a přivře budič koncových tranzistorů. Odporovým děličem R111 a R77 je nastavena úroveň kdy se tranzistor Q31 otevře. Kondenzátor C32 tento obvod zpomaluje, představuje zpoţdění 50 ms, které povolí koncovému stupni krátké překročení nastaveného proudu. Kondenzátor C32 dále slouţí pro zamezení vysokofrekvenčních oscilací, které u tohoto obvodu často vznikají. Při tvrdém zkratu na výstupu zesilovače je omezení proudu okamţité.
2.1.3 Korekce chyby
Výkonová část sloţená z MOSFET tranzistorů je ideální pro pouţití obvodu korekce chyby. Korekce chyby zmírňuje transkonduktanční spád MOSFET tranzistorů při malém proudu Id (viz obrázek č. 14). Rychlost MOSFET poskytuje velikou šířku pásma, která je pro správnou funkci korekce chyby důleţitá. [1]
Schéma na obrázku č. 30 znázorňuje, jak je obvod korekce chyby vsunut do signálové cesty koncové výkonové části zesilovače. Princip spočívá v aplikaci lokální zpětné vazby, která koriguje vstupní signál z napěťového zesilovače tak, aby přechodové zkreslení nepotlačovala jen celková zpětná vazba.
Tranzistory Q1 a Q2 jsou zapojeny jako emitorové sledovače, které impedančně oddělují napěťový zesilovač s vysokou impedancí od výkonové části. Tyto tranzistory jsou buzeny napětím z napěťového zesilovače. Hodnota tohoto napětí je proti zemi
43 posunuta o symetrických 11 V pomocí zenerovy diody D1. Tímto způsobem je zajištěno potřebné napětí pro nastavení klidového proudu koncovými MOSFET tranzistory. Signál do koncových MOSFET tranzistorů Q9 a Q10 je přiveden přes před-budiče Q5 a Q6 a budiče Q7 a Q8. [1], [13], [18]
Obr. 30 Zapojení obvodu korekce chyby v koncové části zesilovače [1]
Před-budiče a budiče zajišťují potřebný proud pro koncové MOSFET tranzistory a zároveň izolují obvod korekce chyby od vstupních elektrod MOSFET tranzistorů. [1], [13], [18]
Komplementární tranzistory Q3 a Q4 tvoří zesilovač chyby. Obvody připojené do báze a emitorů tranzistorů Q3 a Q4 tvoří sumátor S1 viz obrázek č. 31. Výstupní signál z obvodu zesilovače chyby je veden přes rezistory R1 a R2. Kolektory tranzistorů Q3 a Q4 tvoří druhý sumátor značený S2 dle obrázku č. 31. [1], [13], [18]
44 MOSFET tranzistory Q9 a Q10 tvoří koncovou část zesilovače. Signál na jejich vstupních elektrodách odpovídá vstupnímu signálu, který je dodáván do koncové části pomocí sumátoru S2 na obrázku č. 31. Tento signál je veden zpět do neinvertujícího vstupu chybového zesilovače přes rezistory R10, R10 a R11. [1], [18]
Obr. 31 Hawksfordova korekce chyby [1]
Podle [13] bylo provedeno přepočítání a správné nastavení obvodu korekce chyby. Vzorce byly modifikovány, aby korespondovaly s uvedeným schématem a vypočítaná hodnota byla korektní. Musí být splněny tyto podmínky:
𝑘 = 𝑅5
(𝑅7 + 𝑅5)= 𝑅6 (𝑅8 + 𝑅6) Pak musí platit:
𝑅9 = [𝑅1 · (1 − 𝑘)] − 𝑅3 𝑅10 = [𝑅2 · (1 − 𝑘)] − 𝑅4
Hodnota rezistorů R5, R6, R7, R8 je zvolena 270 Ω. Z prvního vzorce je spočítána hodnota k, která vyšla 0,5. Hodnota rezistorů R1 a R2 je zvolena 560 Ω.
Degenerační rezistory R3 a R4 jsou 27 Ω. Vypočítaná hodnota rezistorů R9 a R10 je 253 Ω. Pozice těchto vypočítaných rezistorů byly osazeny hodnotou 249 Ω z rezistorové řady E96. Správné nastavení obvodu korekce chyby bylo ověřeno praktickým měřením, které potvrdilo správnost výpočtu.
45 2.1.4 Vstupní diferenciální zesilovač a napěťový zesilovač
Na začátku konstruování bylo nutné nalézt diferenciální zesilovač a napěťový zesilovač s dobrými parametry. Pro konstruovaný zesilovač bylo zvoleno základní zapojení dle obrázku č. 32.
Obr. 32 Zapojení vstupního diferenciálního a napěťového zesilovače [1]
Zapojení bylo převzato od Boba Cordella [1]. Toto zapojení bylo pro konstruovaný zesilovač modifikováno a optimalizováno pro větší rozptyl napájecího napětí. Této modifikace by mohlo být vyuţito v případě, ţe bude pro menší poslechovou hlasitost přepínána pracovní třída koncového stupně z třídy AB do třídy A. Aby se předešlo veliké výkonové ztrátě při přepnutí do třídy A muselo by být napájecí napětí staţeno na polovinu.
Hlavní část tvoří vstupní diferenciální stupeň skládající se z unipolárních tranzistorů Q1 a Q2. Tranzistory Q3 a Q4 tvoří kaskódu, díky které je zabezpečeno malé pracovní napětí pro diferenciální dvojici tranzistorů Q1 a Q2. Díky tomu lze tyto pozice osadit nízko šumovými duálními jFET tranzistory. Aplikace kaskódy poskytuje dobré CMR a PSRR. [1]
CMR (common-mode rejection), je schopnost eliminace rušivých sloţek šířících se po zemních vodičích. [20]
46 PSRR (power supply rejection ratio), je schopnost obvodu potlačit rušivé sloţky z napájení. Je to poměr mezi změnou výstupního napětí ke změně vstupního napětí. Je ukazatelem schopnosti obvodu udrţet si dobré parametry při napájení neregulovaným zdrojem. [19]
𝑃𝑆𝑅𝑅 = 20 ∙ 𝐿𝑜𝑔∆𝑈∆𝑈𝑂𝑢𝑡
𝐼𝑛 [dB]
Vstupní diferenciální stupeň je napájen z proudového zdroje, který tvoří tranzistory Q5 a Q6. Emitorové sledovače Q7 a Q8 izolují vstupní část obvodu od napěťového zesilovače a zároveň zabezpečují proud tekoucí do bází tranzistorů proudových zdrojů Q5 a Q6. Emitorové sledovače dále proudově posilují signál vstupující do napěťového zesilovače. Diody D1 a D2 chrání proudové zdroje od saturace v případě, ţe je zesilovač vybuzen do limitace. Blok I1 je proudový zdroj nastavený na hodnotu 4 mA. Pro tranzistory Q1 a Q2 v diferenciálním zesilovači je tak zabezpečen proud v hodnotě 2 mA. [1], [18]
Tranzistory Q11 a Q12 tvoří v napěťovém zesilovači kaskódu, která opět poskytuje moţnost pouţít rychlých nízko napěťových tranzistorů na pozicích Q9 a Q10. Předpětí této kaskódy je pouţito pro napájení emitorových sledovačů Q7 a Q8.
Na těchto pozicích je také moţné pouţít rychlé, nízko napěťové tranzistory. Podobný princip je pouţit pro kaskódu proudového zrcadla skládající se z tranzistorů Q14 aţ Q17. [1], [18]
Rezistory R16 a R17 tvoří zápornou zpětnou vazbu. Rezistor R17 je zapojen na výstup zesilovače. Sériový RC článek C1 a R18 je zapojen mezi vstupním diferenciálním zesilovačem a napěťovým zesilovačem. Tvoří frekvenční kompenzaci celého obvodu. [1], [18]
Na obrázku č. 33 je znázorněno modifikované schéma. Na vstup diferenciálního zesilovače je vloţen vazební kondenzátor sloţený ze čtyř kusů kondenzátorů C4 – C7.
Celková kapacita těchto paralelně spojených kondenzátorů je 4 µF. Na této pozici jsou osazeny fóliové kondenzátory. Vazební kondenzátor brání průniku stejnosměrné sloţky do zesilovače. Vazební kondenzátor je velmi důleţitý v případě, ţe je k zesilovači připojeno zařízení se stálým stejnosměrným offsetem.
47 Obr. 33 Schéma modifikovaného diferenciálního a napěťového zesilovače
48 Společně s vazebním kondenzátorem je na vstupu vřazen dolnopropustní filtr.
Filtr plní funkci omezení průniku vysokofrekvenčního rušení. Brání tím zesilovači ve zpracování neţádoucích rušivých signálů. Hodnoty vstupního filtru jsou spočítány ze vzorce:
𝑓𝑚 =2·𝜋·𝑅20·𝐶121 [Hz]
Mezní frekvence je nastavena na frekvenci cca 400 kHz. Hodnoty rezistoru R20 je 1800 Ω a hodnota kondenzátoru C12 je 220 pF.
Do obvodu byl implementován odporový trimr TR2, který slouţí pro nastavení základního stejnosměrného offsetu diferenciálního zesilovače. Pro jemné nastavení je tato pozice osazena dvaceti pěti otáčkovým trimrem o hodnotě 1 kΩ.
Původní proudový zdroj je nahrazen proudovým zdrojem zapojeným mezi napájecí větve. Skládá se z tranzistoru Q3, tří rezistorů R11-R13 a LED1. Na pozici Q3 je osazen tranzistor 2N5551, který má podle katalogového listu [15] minimální proudový zesilovací činitel hfe = 50.
Proud do báze tranzistoru Q3 je roven poměru proudu kolektorem a proudového zesilovacího činitele dle vzorce:
𝐼𝑏 =𝐼𝐶
𝑓𝑒 [mA]
Proud protékající kolektorem tranzistoru Q3 musí být nastaven na hodnotu 4 mA. Tento proud protéká vstupním diferenciálním zesilovačem. Ze vzorce je spočítána hodnota proudu Ib na 0,08 mA.
Podle katalogového listu [16] má pouţitá červená LED1 L113HDT maximální úbytek napětí UF roven hodnotě 2,5 V a proud IF roven hodnotě 20 mA. Podle [14] je konstanta rovna 1,2. Hodnoty rezistorů R12 a R13 jsou spočítány po dosazení do vzorců:
𝑅12 =𝑈𝐹𝐼−𝑈𝑏𝑒
𝑅12 [Ω]
𝑅13 =+𝑈𝐼 𝑐𝑐−𝑈𝐹
𝐹+𝐾·𝐼𝐵 [Ω]
49 Vypočítané hodnoty rezistorů jsou R12 = 450 Ω a R13 = 3010 Ω. Pozice R12 je osazena hodnotou 453 Ω z rezistorové řady E96 a pozice R13 je osazena hodnotou 3 kΩ z rezistorové řady E24.
Kaskóda z tranzistorů Q1 a Q5 je zapojena jako plovoucí. Napětí 15 V na bázích těchto tranzistorů zajišťuje zenerova dioda D7 společně s rezistorem R19. Zapojení kaskódy diferenciálního zesilovače jako plovoucí, má podle profesora Malcolma Hawksforda lepší schopnost potlačit rušivé sloţky z napájení. Kaskóda není zapojena na zem, tím je eliminováno rušení od zemních spojů. Je zajištěna konstantní hodnota napětí UDS vstupních unipolárních tranzistorů diferenciálního zesilovače. [24]
Z důvodu zmenšení výkonové ztráty na tranzistoru Q16 v kaskódě napěťového zesilovače je do obvodu vřazena zenerova dioda D5. Dioda sniţuje napětí UCE na tranzistoru Q16 o hodnotu 22 V. Při napájení napěťového a diferenciálního zesilovače symetrickým napětím 70 V je na tranzistoru úbytek napětí UCE roven 120 V. Proud ICE je roven hodnotě proudu 10 mA. Výkonová ztráta na tranzistoru je spočítána ze vzorce:
𝑃 = 𝑈𝐶𝐸· 𝐼𝐶𝐸 [W]
Celková výkonová ztráta na tranzistoru Q16je 1,2 W, proto musí být tranzistor osazen na chladiči KK3.
Napájení kaskód napěťového zesilovače je realizováno pomocí sériově spojených červených LED2 – LED7.
Napájení vstupního diferenciálního a napěťového zesilovače je vyhlazeno pomocí kapacitních násobičů. Kapacitní násobič pro kladnou větev se skládá z tranzistoru Q15, dvou rezistorů R42 a R43, elektrolytického kondenzátoru C22 a foliového kondenzátoru C24.
Zenerovy diody D1 a D2 zajišťují symetrické napětí 15 V pro zapojení s operačním zesilovačem, které zajišťuje nulovou stejnosměrnou sloţku na výstupu zesilovače. Toto zapojení se podle [1] nazývá DC servo.
50 2.1.5 DC servo
Zapojení zvané DC servo slouţí k potlačení stejnosměrné sloţky na výstupu zesilovače. Princip spočívá v aplikaci operačního zesilovače s velmi malým výstupním offsetem do smyčky zpětné vazby. Operační zesilovač je zapojen jako integrátor, jehoţ mezní kmitočet je nastaven velmi nízko. Z tohoto důvodu vyhodnocuje jen stejnosměrné napětí na výstupu zesilovače.
Obr. 34 Zapojení DC serva v obvodu zesilovače [1]
Dolní mezní kmitočet zesilovače je dán mezním kmitočtem integrátoru. Mezní kmitočet je vypočítán ze vztahu:
𝑓𝑚 = 2·𝜋·𝑅5·𝐶31 [Hz]
Dále podle [3] musí platit:
𝑅5 · 𝐶3 = 𝑅6 · 𝐶2
Kondenzátory C2 a C3 musí být svitkové. Aby byly pro konstrukci přijatelně veliké, je zvolena jejich hodnota 1 µF. Pro dostatečně nízké kmitočty vychází hodnoty rezistorů v jednotkách MΩ. Z tohoto důvodu musí být pouţit operační zesilovač s velikým vstupním odporem. Na této pozici je osazen operační zesilovač, který má vstupní obvody sloţené z unipolárních tranzistorů, například LF411. [3]
