Dual 30 - Konstruktion av gitarrförstärkare

1

Sammanfattning.

En gitarrförstärkare baserad på elektronrör har konstruerats på uppdrag av Mikael Lyander, ägare av Sandkvie Studio på Gotland. Arbetet med gitarrförstärkaren Dual 30 har gett stor insikt om

designprocessen av en rörförstärkare. Moment som design, layout och praktisk konstruktion har behandlats. Både författarna och uppdragsgivaren är överens om att förstärkaren lever upp till de uppsatta målen.

2

Innehållsförteckning.

2-2 Design av ett triodsteg. s.8

2-3 Dual 30 förförstärkardesign. s.12

2-4 Kanal ett. s.13

2-5 Tonkontroll kanal ett. s.15

2-6 Kanal två. s.18 2-7 Tonkontroll kanal två. s.18 2-8 Instrumentanslutning. s.20 2-9 Design av fasvändare. s.21 2-10 Fasvändaren: anodmotstånden. s.21 2-11 Fasvändaren: katodmotståndet. s.22 2-12 Fasvändaren: ”tail”-motståndet. s.23 2-13 Fasvändaren: styrgallerresistorerna s. 23 och ingångskondensatorerna.

2-14 Fasvändaren: den färdiga designen. s.24

2-15 Slutsteg. s.25

2-16 Nätdelen. s.26

3 Utförande. s.29

3-1 Tillverkning av chassi och förstärkardelen. s.29

3-2 Tillverkning av kabinett. s.31

4 Resultat. s.35

4-1 Mätvärden och effektförlust. s.35

3

4-3 Distorsionskaraktär och uteffekt. s.38

5 Diskussion. s.42

4

1

INLEDNING.

1-1 Bakgrund.

Gitarrförstärkare baserade på elektronrör har funnits tillgängligt på marknaden sedan tidigt

femtiotal. På åttiotalet var den tidigare tekniken inte mycket värd då det var digitalt och transistorer som gällde. Priset på elektronrör gick upp kraftigt på grund av att tekniken inte längre användes i någon bransch. Hur mycket man än mixtrade med den digitala tekniken kunde man inte tillverka förstärkare som lät lika bra som det gjorde förr. Sedan dess har populariteten hos rörförstärkare bara ökat. De flesta tillverkare av gitarr- och basförstärkare har minst ett par rörbestyckade modeller. Problemet är bara att tillverkningen nuförtiden inte sker på samma sätt som förut så kvalitén blir lidande men priset är ändå högt.

Idén till examensarbetet uppstod vid ett studiebesök hos Sandkvie Studio på Gotland i samband med kursen digital musikproduktion B. Efter ett samtal med uppdragsgivaren och studioägaren Mikael Lyander kom vi överens om att en gitarrförstärkare skulle designas och tillverkas. Syftet med förstärkaren var att den skulle användas som ett komplement till de befintliga

gitarrförstärkarna i studion.

Vi tyckte uppgiften var lysande då den innefattade elektronik men även audio som är inriktningen för programmet. Mikael och vi var överens om att förstärkaren skulle konstrueras med elektronrör istället för transistorer och operationsförstärkare.

5

1-2 Mål.

Att designa en kompromisslös elgitarrförstärkare med elektronrör som kan konkurera med dagens bästa märken. Förstärkaren skulle däremot inte bestå av moderna lösningar såsom digitala effekter och kanalswitchning utan fokus låg på att få ett så bra ”sound” som möjligt.

Det var även viktigt att förstärkaren inte skulle ha en effekt över 40W. Anledningen till detta är att en rörförstärkare låter som bäst när den får arbeta ganska hårt. Med gitarrelementens höga

effektivitet blir ljudstyrkan snabbt olidlig vid för höga effekter. En annan riktlinje var att förstärkaren skulle ha ett bra ”klipp”.

1-3 Metodbeskrivning.

Förstärkaren designades utifrån befintliga lösningar, beräkningar och datablad för elektronrör. Utifrån det konstruerade kopplingschemat skapades en layout och förstärkaren byggdes ihop. Istället för att på modernt vis använda kretskort så användes den gamla ”point to point”-metoden. Komponenterna löds fast i öljetter på en glasfiberbräda. Därefter dras kopplingsladdar mellan komponenterna, rörsocklar och de olika delarna.

6

2

Teori/Design.

2-1 Triodstegets komponenter.

Det vanligaste byggblocket i gitarrförstärkare är triodsteget. Det karaktäriseras av hög ingångsimpendans, mellan till låg utgångsimpendans, relativt hög förstärkning och bra frekvensomfång. Frekvensomfånget styrs av ingångskondensatorn, utgångskondensatorn, katodkondensatorn och millerkapacitansen hos röret. Millerkapacitansen kan dock försummas eftersom den övre -3dB gränsen kommer ligga så högt så ljudet inte påverkas. De flesta högtalarelement för gitarr spelar inte högre än 5kHz. Utsignalen är fasvänd mot insignalen. I figur 1 visas ett typiskt triodsteg med elektronröret 12AX7:

Figur 1. Triodsteg med röret 12AX7.

Cin Det här är kopplingskondensatorn på ingången till steget. Den har till funktion att förhindra likpänningen från tidigare steg att nå styrgallret. Den har även som funktion att tillsammans med styrgallermotståndet Rg bilda ett

högpassfilter som kontrollerar frekvensomfånget hos steget.

7

styrgallret. I detta fall jord. Motståndet bestämmer ingångsimpendansen hos steget och har ofta ett högt värde. Till exempel 1MΩ.

Rk Katodmotståndet används för att få en katodbiasspänning. Katodströmmen som går genom det här motståndet bildar en spänning som resulterar i en positiv potential vid katoden.

Eftersom styrgallret genom Rg har en jordreferens så kommer styrgallret få en negativ potential gentemot katoden vilket bildar en arbetspunkt för steget. Arbetspunkten och därmed motståndet avgör också det maximala utgångssvinget som kan fås ur steget. Så kallad ”headroom”. Motståndet avgör också linjäriteten och disten hos steget. När arbetspunkten ändras kommer steget klippa tidigare hos antingen den positiva eller den negativa sidan hos vågformen. När arbetspunkten ligger så att båda sidorna klipper samtidigt fås maximalt headroom.

Ck Katodkondensatorn. Kopplar växelspänningssignalen förbi resistansen. Detta ger högre förstärkning. Om inte Ck används får man negativ återkoppling som minskar förstärkningen och ökar utgångsrestistansen. Om inte Ck är förhållandevis stor påverkar den frekvensomfånget. Det blir då mer förstärkning vid högre frekvenser än vid de lägre. Brytfrekvensen bestäms av katodresistansen och Ck.

Rp Anodmotståndet. Strömmen genom Rp gör att signalspänningen uppstår här. Rp påverkar därför förstärkningen och utgångsimpendansen hos steget.

Co Utgångskondensatorn blockerar likspänningen för att kopplas vidare till nästa steg. I samband med Rl bestämmer den också frekvensomfånget.

Rl Lastmotståndet. Oftast också styrgallermotstånd för nästkommande steg. Påverkar också förstärkningen host steget eftersom den effektiva anodresistansen är

parallellkopplingen av Rp och Rl. Om Rl är tio gånger större än Rp kan den oftast försummas i beräkningarna.

8

2-2 Design av ett triodsteg.

När man designar ett triodsteg tar man hjälp av ett diagram men rörets anodkaratäristik. I figur 2 visas ett sådant diagram för röret 12AX7:

Figur 2. Anodkaratäristik för 12AX7.

Först väljs ett lämpligt värde på anodmotståndet. Dubbla inre resistansen brukar vara ett bra värde att börja med. Inre resistansen hos röret 12AX7 är ungefär 62,5kΩ. Ett vanligt värde på

anodmotstånd för 12AX7 är 100kΩ. Större värden ger bättre förstärkning och högre utgångsresistans medan mindre värden ger lägre förstärkning och utgångsresistans.

När ingen ström går genom röret blir det inget spänningsfall över anodmotståndet. Hela spänningen ligger då över röret. Säg att spänningsmatningen ligger på 300V som i Dual 30:n. En markering görs då vid 300V på spänningsaxeln.

När röret istället leder för fullt måste hela spänningen hamna över anodmotståndet. Med ett

anodmotstånd på 100kΩ och hjälp av Ohm's lag, U=RI, fås en ström på 3mA. I diagrammet ritas en markering ut vid 3mA på strömaxeln. En linje ritas mellan de båda punkterna enligt figur 3:

9

Figur 3. Arbetslinje med 100kΩ's anodmostånd.

Nästa steg är att välja arbetspunkt för steget. Bäst headroom fås om punkten -2V väljs. Insignalen kan då teoretiskt svänga mellan plus 2V och -2V innan klippning uppstår. Som ses i bilden ovan fås bättre linjäritet i förstärkningen ju mindre negativ arbetspunkten blir. Istället börjar

förstärkningssteget klippa den positiva delen av insignalen tidigare än den negativa. Förstärkningen blir också större.

Valet av arbetspunkt måste göras med avseende på hur stor insignalen är, önskad linjäritet och önskad distkaraktär. Säg att arbetspunkten -1,5V väljs. Utsignalen innan klippning blir då 123V p-p vid en insignal på -1V till +1V. Förstärkningen blir då 61,5

) 1 ( 1 123 = − − .

Förstärkningen kan också beräknas med formeln

ra Rp Rp mu Av + ⋅ = där mu är råförstärkningen hos röret och ra är inre resistansen. Mu hos röret 12AX7 är 100.

53 , 61 5 , 62 100 100 100 = + ⋅ = k k k Av .

För att få en arbetspunkt på -1,5V måste ett katodmotstånd räknas fram. Ur figur 3 fås

anodspänningen 192V vid arbetspunkten -1,5V och strömmen genom röret 1,1mA. En ström på 1,1mA och en spänning på 1,5V ger snabbt resistansen 1364Ω. Närmsta värde 1,5kΩ väljs.

10

För att få fram katodkondensatorn Ck måste först den önskade brytfrekvensen bestämmas. Säg att en brytfrekvens på 10Hz är lagom. Problemet är att Ck ser inte endast Rk utan även

katodresistansen hos röret. Katodresistansen rk beräknas enligt nedan.

1 + + = u ra Ra

rk där ra är inre resistansen hos röret och u är förstärkningen hos röret.

Den inre resistansen ra är 62,5kΩ och förstärkningen u är 100 vilket ger.

Ω = + + = k k _k rk 1,610 1 100 5 , 62 100

Rk parallellt med rk blir ungefär 777Ω. För att få Ck används formeln

RC f ⋅ = π 2 1 vilket enkelt ger f R C ⋅ ⋅ =

π

. Med R=777Ω och f=10Hz blir Ck=20,4uF. Ck väljs till standardvärdet 22uF.

Frekvensresponsen bestäms också av ingångskondensatorn i samband med styrgallermotståndet Rg och utgångskondensatorn i samband med lastmotståndet Rl och utgångsimpendansen hos steget.

Cin och Rg bildar ett högpassfilter med gränsfrekvensen

Cin Rg f ⋅ ⋅ =

π

M Cin 16 10 1 2 1 = ⋅ ⋅ =

π

22nF som är ett vanligt värde i gitarrförstärkare.

På utgången bildas ett högpassfilter med hjälp av utgångsimpendansen Ro, Rl och Cut. Utgångsimpendansen är rörets inre impendans parallellt med anodmotståndet Ra.

k k k k k Ro 38,5 5 , 62 100 5 , 62 100 = + ⋅ = f Rl Ro Cut ⋅ + ⋅ = ) ( 2 1

π

Vid gränsfrekvensen 10Hz blir Cut=15nF. Även här väljs 22nF då det är enkelt och billigare att ha samma värden vid en stor produktion. Man får dock vara försiktig så att inte gränsfrekvensen blir

11 för låg då så kallad ”Blocking distortion” kan uppstå.

”Blocking distortion” är när basfrekvenserna styr ut steget fullt och de högre frekvenerna försvinner på grund av klippning och återkommer när basen dör ut. Detta kan uppkomma när gränsfrekvensen kryper neråt.

I Hififörstärkare behöver man inte tänka på detta eftersom stegen är dimensionerade så att nästa steg inte ska överstyras. I en gitarrförstärkare däremot kan allt från lite distortion till en signal som liknar fyrkantsvåg vara önskvärt. Då är det vanligt att man lägger gränsfrekvensen lite högre för att få en snygg distortion. När alla komponentvärden är bestämda kan det färdiga kopplingsschemat ritas upp enligt figur 4:

12

2-3 Dual 30 förförstärkardesign.

Gitarrförstärkaren Dual 30 består av två kanaler/förförstärkare. Kanal ett är uppbyggt av två triodsteg följt av en katodföljare som driver tonkontrollen. Tanken bakom kanal ett är att ha två förstärkningssteg med volymkontroll emellan och därefter en katodföljare som driver en

tonkontroll. Ett annat alternativ hade varit att placera tonkontrollen efter första steget. Tonkontrollen belastar föregående steg rejält och signalnivån in i nästa steg sänks avsevärt.

Eftersom uppdraget var att bygga en förstärkare med bra ”bett” valdes varianten med tonkontrollen senare i kretsen. Möjligheten finns då att överstyra steg två ordentligt och få en kraftig distortion om så önskas. Varianten med tonkontrollen efter första steget ger en mer ren karaktär hos

förstärkaren.

Kanal två är uppbyggt av en pentod och en enklare tonkontroll. Förstärkningen hos en pentod är generellt mycket högre än hos en triod vilket gör att denna kanal kan överstyra fasvändaren ordentlig. Därför använder sig kanal två endast av ett förstärkningssteg.

13

2-4 Kanal ett.

Den första kanalen är uppbyggt kring dubbeltrioden 12AX7. Första förstärkningssteget består av två triodhalvor som är parallellkopplade. Anledningen till detta är att minska singal till brusförhållandet och utgångsimpendansen. Förstärkningssteg två består av en triodhalva. Den andra triodhalvan används som katodföljare för att driva tonkontrollen. Kopplingsschemat kan ses i figur 5:

Figur 5. Kopplingsschema för kanal 1.

Om man separerar steg 1 från designen och tar bort komponentvärdena så ser det ut enligt figur 6:

14

Designen av en parallellkopplad triod är ungefär densamma som för en enkel triod. Enda skillnaden är att anodmotståndet och katodmotståndet måste halveras vid parallellkoppling eftersom att

strömmen som flyter genom motstånden kommer att vara dubbelt så stor.

Lättaste sättet är alltså att beräkna komponentvärden till ett steg bestående endast av en triodhalva och sedan halvera anod- och katodmotståndet när den andra triodhalvan kopplas in.

Rp väljs till standardvärdet 220kΩ för att få hög förstärkning. Samma värde som återfinns i Vox-förstärkare. Matningsspänningen är 300V. En blå ”lastlinje” ritas upp:

Figur 7. Lastlinje och arbetspunkt för steg ett.

Arbetspunkten -1.7V ritas ut med den röda linjen. Ohms lag ger katodmotståndet Rk= 2,9kΩ. Värdena anpassas sedan till parallellkoppling av två trioder. Närmsta standard värden är 100kΩ respektive 1,5kΩ för anod- och katodmotstånd. Ck väljs också till standardvärdet 22uF.

Även Rg och Rl får standardvärdet 1MΩ vilket ger både steg ett och två ingångsimpendansen 1MΩ. Cut väljs till 680pF som kan tyckas vara ett lågt värde. En kraftig dämpning i basregistret är

önskvärd för att få till en välljudande distortion och ”bettet” som eftersöktes. Brytfrekvensen blir ca 230Hz.

Förstärkningen hos steget blir 76,2 5 , 62 200 200 100 = ⋅ ⋅ = k k k Av

15 Om man separerar steg två från designen i figur 5 ser den ut enligt figur 8 till höger.

Detta steg består av dels ett förstärkningssteg och sedan en katodföljare för att driva tonkontrollen. En katodföljare har låg utgångsimpendans och stark strömdrivningsförmåga. Den klarar belastningen som en tonkontroll ger bättre än om tonkontrollen

kopplats direkt efter andra förstärkningssteget. Dessutom finns en triodhalva över så det är ju dumt och inte använda den.

Figur 8. Steg två. Steg två är ett standardsteg som återfinns i många

gitarrförstärkare. Till exempel Vox AC30.

2-5 Tonkontroll kanal ett.

Tonkontrollen till kanal ett är av en klassisk typ som

används tex i gitarrförstärkare som Fender, Marshall och Vox. Det som skiljer de olika tillverkarna är värden på komponenter som delvis ger karaktären hos de olika förstärkarna.

Vid test av olika värden i tonstacken gav fendervärden störst inställningsmöjligheter. För att beskriva tonkontrollen på ett enkelt sätt så består den i stort sett av tre passiva filter. Bas, mellan och diskant.

16 diskant mellan bas diskant VR R C VR pi f ⋅ + + ⋅ ⋅ = ) ( 2 1

Diskantkontrollen bildar ett högpassfilter som ser ut enligt figur 10 . Gränsfrekvensen ställs av baspotentiometern och blir:

Genom att ändra värdet på VR-bas kommer gränsfrekvensen för högpassfiltret ändras mellan 1256 Hz och 2479 Hz.

VR-diskant fungerar som en spänningsdelare som ställer hur mycket signal från högpass filtret man ger ut.

Figur 10. Diskantkontroll.

Baskontrollen bildar ett bandpassfilter genom att R-drop och C-bas bildar ett lågpassfilter och C-bas, VR-bas och R-mellan bildar ett högpassfilter.

För att förklara tydligare så ställs överföringsfunktionen upp.

mellan bas bas drop mellan bas Ingång Utgånh R VR C j R R VR U U + + + + =

ω

Efter multiplikation med j

ω

Figur 11. Baskontroll. ) ( 1 ) ( mellan bas drop bas mellan bas bas Ingång Utgånh R VR R C j R VR C j U U + + + + =

ω

ω

Ovan syns det tydligt att det blir två brytpunkter.

En som bryter uppåt där gränsfrekvensen kan ändras med VR-bas mellan 6,2 Hz och 234 Hz

bas mellan bas bfupp C R VR pi f ⋅ + ⋅ ⋅ = ) ( 2 1

17

En som bryter nedåt där gränsfrekvensen kan ändras med VR-bas mellan 4,5 Hz och 14,9 Hz

bas mellan bas drop bfner C R VR R pi f ⋅ + + ⋅ ⋅ = ) ( 2 1

Mellankontrollen fungerar i stort sett som baskontrollen men med lite andra värden. ) ( 1 ) ( mellan drop bas mellan bas Ingång Utgånh R R C j R C j U U + + =

ω

ω

Eftersom att det är fasta värden i mellankontrollen erhålls två fasta gränsfrekvenser Hz C R pi f bas mellan bfupp 1064 ) ( 2 1 = ⋅ ⋅ ⋅ = Hz C R R pi f bas mellan drop bfner 67,7 ) ( 2 1 = ⋅ + ⋅ ⋅ =

18

2-6 Kanal två.

Det enda röret som används i kanal två är pentoden EF86. För att räkna ut ett pentodsteg används ungefär samma tillvägagångsätt som vid triodberäkning. Detta känns dock onödigt då det finns användbara standardsteg i databladet för röret. Följande steg används i ”Dual 30”:n och används i många andra förstärkare som bygger på pentoden EF86. Förstärkningen enligt databladet är Av=188 vilket är mycket mer än hos en triod.

Figur 13. Förstärkningssteget hos kanal två med pentoden EF86.

2-7 Tonkontroll kanal två.

Tonkontrollen för kanal två ser ut enligt figur 14 till höger och har bara en tonkontroll.

Den består av två högpassfilter där gränsfrekvenserna ställs av potentiometern VR1.

C1 och VR1 bildar ett högpassfilter som kopplar signaler till jord över gränsfrekvensen som ställs med VR1 enligt

formeln nedan. C V pi Hz ens Gränsfrekv R ⋅ ⋅ ⋅ = 1 2 1 )

19

C2, R1 och VR1 ger också ett högpassfilter där VR1 ställer gränsfrekvensen. Här finns begränsningen R1 vilket gör att VR1 endast kan ändra gränsfrekvensen mellan

0,056 Hz och 0,338 Hz.

Det används för att släppa igenom så stor del av signalen som möjligt. Kanal två visas i sin helhet i figur 15:

20

2-8 Instrumentanslutning.

Inkopplingen av gitarren görs enligt figur 16:

Figur 16. Kopplingsschema för inkoppling av instrument.

Motståndet på 1MΩ fungerar som styrgallermotstånd. Vid inkoppling via ingång ett blir de båda 68kΩ-motstånden parallellkopplade till 34kΩ och fungerar som ”grid-stoppers” . ”Grid-stoppers” är ett motstånd som kopplas direkt på styrgallret och bildar ett lågpassfilter med hög gränsfrekvens tillsammans med millerkapacitansen hos steget. Detta förhindrar till viss del oscillation.

Vid inkoppling via ingång två bildar de båda 68kΩ-motstånden en spänningsdelning av insignalen. Ingång två används när gitarren har hög utsignal. Ett exempel är gitarrer med aktiva mikrofoner. Denna koppling sitter innan det första röret hos varje kanal.

21

2-9 Design av fasvändare.

Den mest använda fasvändaren i gitarrförstärkare är känd som "long-tail pair". Det är också den som används i Dual 30:n.

Figur 17 nedan visar en fasvändare av "long-tail pair"-typ baserad på elektronröret 12AX7.

Figur 17. Fasvändare av "long-tail pair"-typ.

Beräkningen av komponentvärden i en fasvändare av denna typ går till på samma sätt som beräkningen av ett vanligt triodsteg som beskrivits tidigare.

2-10 Fasvändaren: anodmotstånden.

Till att börja med vill man att spänningen över motståndet som kallas R-tail ska vara 20-30% av den totala matningsspänningen. Detta är bra för balansen mellan de två utgångarna på fasvändaren. Ett större värde ger bättre balans. Eftersom det endast finns 300v matningsspänning att tillgå väljs värdet 20% för att inte får för litet spänningssving på utgångarna. 60v försvinner alltså över "tail"-motståndet vilken lämnar 240v kvar över röret.

22

Ett annat sätt att förbättra balansen är att göra anodmotståndet för den fasvända utgången 10% mindre än anodmotståndet för utgången som ligger i fas. Detta fungerar endast bra när man använder ena ingången på fasvändaren. Använder man båda ingångarna och gör ena motståndet 10% mindre kommer obalansen vara ännu större för ingång två jämfört med om man använder lika stora anodmotstånd. I Dual 30:n används båda ingångarna och lika stora anodmostånd måste användas.

Som sagts tidigare brukar en tumregel vara att använda ett anodmotstånd med ungefär dubbelt så stor resistans som den inre resistansen hos röret.

Inre resistansen hos röret 12AX7 är ungefär 62.5kΩ vilket borde ge ett anodmotstånd på 125kΩ. Ett ofta använt värde är 100kΩ vilket ger lite lägre förstärkning men samtidigt bättre linjäritet. Detta värde används också i Dual 30:n.

Med en matningsspänning på 240v och ett anodmotstånd på 100kΩ så får man strömmen 2,4mA. En blå linje ritas ut mellan markeringen för 240v på spänningsaxeln och 2,4mA på strömaxeln enligt figur 18 nedan.

Figur 18. Arbetslinje och arbetspunkt hos fasvändaren.

2-11 Fasvändaren: katodmotståndet.

En bra arbetspunkt verkar vara vid ungefär -1,6v. Eftersom signalen in i fasvändaren förväntas vara ganska stor så vill man kunna ta lika stor positiv insignal som negativ utan att signalen klipps på

23

något håll. Detta kommer naturligtvis ske ändå när insignalen är tillräckligt stor. Med arbetspunkten vald till -1,6v fås ren signal på fasvändarens utgångar så länge som möjlig.

Vid -1,6v kan man läsa av att den motsvarande strömmen är ungefär 0,68mA. Ett resistansvärde på 2353Ω fås vilken kan sägas vara godtyckligt nära 2,4kΩ. Eftersom fasvändarens båda katoder använder detta motstånd måste värdet halveras till 1,2kΩ eftersom en ström på 1,36mA kommer passera istället. På så sätts behålls arbetspunkten -1,6v.

2-12 Fasvändaren: ”Tail”-motståndet.

Ett värde på ”tail”-resistorn måste också bestämmas. Den önskade spänningen över detta motstånd var 60v och vi har en total ström på 1,36ma som ska passera. Detta ger en resistans på ungefär 44kΩ. Närmsta värde på 47kΩ väljs.

2-13 Fasvändaren: styrgallerresistorerna och ingångskondensatorerna.

Ett vanligt värde på styrgallerresistorn i triodsteg är 1MΩ och det är vad som används här. Den effektiva ingångsresistansen blir då 2MΩ. En kondensator på 10nF ger då en -3dB gräns på 8hz enligt följande formel.

RC f ⋅ =

π

där R är ingångsimpendansen och C är kondensatorn på ingången.

Man skulle kunna välja ett mindre värde på Cin1 och Cin2 för att höja gränsfrekvensen. Lägsta tonen E på en gitarr ligger runt 80hz. Att lägga gränsfrekvensen lite högre skulle inte göra något samtidigt som det inte gör något att den ligger där den gör förutsett att man inte får så kallad ”blocking distortion”. ”Blocking distortion” är när basfrekvenserna styr ut steget fullt och de högre frekvenerna försvinner på grund av klippning och återkommer när basen dör ut.

24

2-14 Fasvändaren: den färdiga designen.

Efter dessa beräkningar och antaganden fås den kompletta designen enligt figur 19:

25

2-15 Slutsteg.

Slutsteget i förstärkaren Dual 30 består av fyra EL84:or kopplade i parallell-push-pull. Detta ska enligt databladet för EL84 ge en uppskattad uteffekt på 30-35W. Valet av slutstegspentoden EL84 var ganska självklart. Det är lätt att få tag på, har lagom uteffekt och anses ha ett bra ”sound”. Andra vanliga slutstegsrör är 6L6GC och EL34 vilka ger högre uteffekt vilket inte var önskvärt. 30W genom ett eller ett par effektiva högtalarelement ger en ljudvolym som är tillräckligt för att få hörselskador så en högre uteffekt är onödig speciellt om man vill att slutsteget ska få arbeta lite. Slutsteg i gitarrförstärkare brukar man sällan räkna på utan man använder rörtillverkarens rekommenderade design vilket är noga framräknad med avsikt på uteffekt och distortion.

Databladet i kombination med det uppskattade slutsteget i Vox AC30 med sin ”master-volym” och ”cut-kontroll” stod till grund för slutsteget i Dual 30:n.

Slutsteget är av så kallad katod-bias typ vilket innebär att ett effektmotstånd kopplas till slutrörens katoder vilket bildar ett spänningsfall över motståndet. Eftersom styrgallret har en jordreferens blir spänningen vid styrgallret detta spänningsfall fast negativ och biasspänningen erhålls. Ett annat sätt är att koppla en negativ spänning till styrgallren via styrgallermostånden och på detta sätt sätta biasen. Vid användning av EL84 är katodbias det vanligaste. I förstärkare baserade på 6L6GC eller EL34 är ser man ofta det senare alternativet som kallas för ”fixed” bias eller fast bias.

Slutsteget i Dual 30:n kan ses i figur 20:

Figur 20. Kopplingsschema över slutsteget.

Spänningarna som matas till slutsteget ligger lite över vad som databladet anger som max. Det har dock visat sig att röret EL84 är ganska stryktåligt hos vissa tillverkare och en högre anod- och skärmgallerspänning inte är några problem. Huvudsaken är att den maximala förlusten inte

26

överskrids. Visar det sig att förlusten är för stor måste katodmotståndet ökas för att minska tomgångströmmen genom röret.

2-16 Nätdelen.

Eftersom slutsteget skulle matas med strax över 300 volt valdes hammond 260G som spänningstransformator. Den har tre sekundärlindningar. En på 275-0-275V 200 mA,

en på 6,3V 5A och en på 5V 3A. 275V lindningen används till matningen av slutsteg och försteg, 6,3V lindningen är till glödspänningen för förstegs och slutstegsrören och

5V lindningen glödspänning till likriktarröret.

Nätdelen designades med hjälp av programmet PSU designer II från Duncan Amps som erbjuder simuleringar av olika typer av likriktare. I programmet kan man välja på olika typer av likriktare som halvvågslikriktare, helvågslikriktare och likriktarbrygga med olika typer av dioder och likriktarrör.

Skillnaden mellan likriktarrör och dioder är att rören har en intern resistans vilket orsakar ett

spänningsfall över röret som ökar då mer ström förbrukas, dvs. att när slutsteget ställs ut fullt vid ett anslag på en gitarr så sjunker spänningen pga att spänningsfallet över rörets interna resistans. När gitarrtonen har klingat av lite och slutsteget inte jobbar lika hårt så ökar spänningen igen. Det ger en slags kompression som kallas ”sag” vilket gör att förstärkaren har bra ”sustain”, dvs. att tonen klingar längre med samma styrka.

Figur 21. Simuleringsmodell för nätdelen.

I figur 21 ovan som är från PSU designer II står det att spänningen från transformatorn är 263V. Det beror på att transformatorn kan kopplas för att ge 275V vid 230V och även vid 240V. Eftersom att spänningen i det svenska elnätet kan variera mellan 230V +5% -10% valdes 240V tappningen på primärlindningen för att spänningen inte ska komma för högt över det maximalt tillåtna värdet på 300V för EL84. Historiskt sett har det visat sig att EL84 är ett tåligt rör som oftast inte har några

27

problem med spänningar uppemot 350V så länge den maximala förlusteffekten inte överskrider det tillåtna värdet på 12W.

Med en spänning på 230V på 240V lindningen fås en sekundärspänning på 263V enligt formeln

V V V V 263 275 * 240 230 =

I förstärkaren används likriktarröret GZ34 som helvågslikriktare. Kopplingen som används kallas ”capacitor input” vilket innebär att den första komponenten efter likriktarröret är en kondensator.

I programmet PSU designer II simulerades kopplingen i figur 21 som är en approximering av den som används. Eftersom att programmet inte kan simulera parallellkopplade spänningsmatningar simulerades det genom att räkna ut strömmarna som går igenom förstegen och addera ihop dem för att få en bra översikt på spänningarna. Det som är inringat i rött i bilden för simuleringen är

egentligen kopplat enligt figur 22. Anledningen att man kopplar spänningsmatningarna till

förstegen parallellt är att spänningen inte sänks lika mycket till steget som ligger längst ut i serien.

28

I figur 23 visar grafen spänningarna vid simulering av kopplingen. Den röda kurvan visar

spänningsmatningen till slutstegets anoder och har medelvärdet 312V med 7,6V rippel. Den gröna visar spänningen till skärmgallret på slutstegsrören och har medelvärdet 304V med 50mV rippel. Den blå visar en approximerad spänning till förstegen och har medelvärdet 281,7V med obetydligt rippel på 165uV.

Figur 23. Spänningssimulering.

Första förstärkningssteget är mest känsligt för rippel och det blir mindre känsligt ju lägre bak i förstärkningskedjan man kommer. Det beror på att om störningar tar sig in redan i första steget förstärks de hela vägen genom förstärkaren. Ett riktvärde för slutsteget inom rör-hifi är att ripplet ska ligga på max 5% av anodspänningen. I det här fallet skulle det bli 15,6V så värdet på 7,6V ligger inom marginalen.

29

3

Utförande .

3-1 Tillverkning av chassi och förstärkardelen.

Chassit är av 2mm aluminium plåt, är 50 cm brett och 20 cm djupt.

Bockningen av plåten utfördes med en plåtbock och borrningen utfördes med en pelarborrmaskin.

Figur 24. Chassi med yttre komponenter monterade.

Transformatorerna skruvades fast med väl dimensionerade skruvar och låsmuttrar för att det ska sitta ordentligt.

Alla rörsocklar skruvades fast med självdragande skruvar och komponentbrädorna fästes med 8 mm distanser.

Med alla komponenter på plats så inleddes kopplingarna med dragning av glödspänningen till alla rörsocklar och till indikationslampan. Kablarna tvinnades för att minimera störningar i form av 50 Hz brum.

30

Figur 25. Dragning av glödspänningen klar.

Sedan kopplades resten av förstärkaren upp med ”point to point”-metoden som innebär att sladdar dras mellan komponenterna istället för kretskortsbanor som används i moderna sammanhang. Fördelen med denna metod är att förstärkaren blir lättare att modifiera och serva vid behov.

Ingångarna kopplades med skärmad kabel där skärmen är jordad i ena änden för att minska brus och störningar.

31

3-2 Tillverkning av kabinett.

För att få ett matchande chassi som liknade 60-talets design användes samma tillvägagångsätt för byggnationen. Materialet är 18mm plywood uppstadgat med 21x21 mm björk. Delarna monterades med skruv och trälim.

32

Lådan frästes runtom för att få runda och fina kanter. Samtidigt sågades spåren upp där dekorationslisten av guld skulle ligga.

Figur 28. Rundning av hörn och uppsågning av spåret till dekorationslisten.

33

Figur 29. Första tolexbiten på plats.

När hela lådan var klädd var det dags att sätta på hörnbeslag, fötter och handtag. Därefter monterades förstärkaren i kabinettet. Innan detta satts front och bakpanelen på plats. Dessa är tillverkade av 1mm aluminium som målats med sprayfärg. Texten är ditsatt med hjälp av vattendekaler som sedan målats med ett skyddande lager klarlack.

34

Figur 30. Den färdiga förstärkaren framifrån.

35

4

Resultat.

4-1 Mätvärden och effektförlust.

Mätningarna på förstärkaren begränsades till uteffekten, effektförlust och tonkontrollernas funktion. Till skillnad från HIFI-förstärkare, där målet är att reproducera originalkällan så naturtroget som möjligt, ska gitarrförstärkaren bidra med sina färgningar av ljudet. Av denna anledning är det knappast intressant att mäta upp utsignalens och insignalens likhet med variationer som distorsion och fasvridning. Dessa egenskaper kan mycket väl bidra positivt till förstärkarens ”sound”. Det viktigaste med mätningarna är att kontrollera att alla rör arbetar inom ett säkert arbetsområde. I tabell 1 visas alla uppmätta matningsspänningar då förstärkaren är i viloläge.

Tabell 1. Matningsspänningar.

I tabell 2 visas spänningar U(V) och förlusteffekten P(W) över rören.

Tabell 2. Spänningar och förlusteffekt.

# V1a-b V2 V3 V4 B+ B+2

Spänning (V) 284 290 285,9 281,5 316 308,4

# Rörtyp Anod Katod Skärmgaller Max effekt förlust W

Pa(W) Ua(V) Uk(V) Pg(W) Ug(V) anod skärmgaller V1a-b 12AX7 0,196 174,9 1,7 - - 1 - V2a 12AX7 0,149 174 1,29 - - 1 - V2b 12AX7 0,361 290 173 - - 1 - V3 EF86 0,089 118,6 2,06 0,0087 111,6 1 0.2 V4a 12AX7 0,102 219,4 55,5 - - 1 - V4b 12AX7 0,092 228,3 55,5 - - 1 - V5 EL84 10,53 311 10,53 1,10 308 12 2 V6 EL84 10,53 311 10,53 1,13 308 12 2 V7 EL84 10,53 311 10,53 1,011 308 12 2 V8 EL84 10,53 311 10,53 1,13 308 12 2

36

Observera dubbeltrioden V1a-b som är parallellkopplad vilket innebär att trioderna delar på strömmen över den. Varje triodhalva har då anodförlusteffekten 0,098W.

I tabell 3 visas glödspänningarna för rören. Värdet inom parantes är riktvärdet. Glödspänningen får avvika med +/-10% från riktvärdet.

Glödspännigstyp Rörlikriktare Andra rör

U (V) 4,89 (5) 6,11 (5)

Tabell 3. Glödspänningar.

4-2 Tonkontrollen.

Mätningar på tonkontrollernas funktion gjordes genom att ingångsspänning på ca 600mV tillfördes på ingången vid de olika mätfrekvenserna 31, 62, 125, 250, 500, 1000, 2000, 4000, 6000, 8000, 16000 och 20000Hz. Spänningen över en rent resistiv last på 4 ohm kopplat till utgången mättes upp och förhållandet mellan ut- och insignal räknades genom formeln

in ut

U U Av = .

Mätningarna gjordes vid tre olika inställningar på tonkontrollerna och med förstärkaren inställd så att distorsion ej förekommer. På kanal ett som har bas och diskantkontroll gjordes mätningarna med båda kontrollerna i minläge, båda kontrollerna i mittläge och båda kontrollerna i maxläge.

37

Figur 32. Överföringsfunktion för tonkontrollen på kanal ett.

Samma mätning gjordes även på kanal två som enbart har en tonkontroll och den visas i figur 33.

38

4-3 Distorsionskaraktär och uteffekt.

Uppmätning av uteffekten gjordes vid ren utsignal. Mätningar på förstärkarens distorsionskaraktär gjordes för att se hur det upplevda ljudet ser ut vid mild till full distorsion.

I figur 34 visas kanal ett med rent ljud ut.

Figur 34. Rent ljud på kanal ett.

Utsignalen ligger på 35,31V peak-peak vilket betyder 12,48V R.m.s. Detta ger uteffekten

W W Put 38,96 4 48 , 12 2 = = .

I figur 35 på nästa sida visas kanal ett vid lätt överstyrning. Man ser att överstyrningen är lite asymmetrisk vilket producerar en distorsion baserad på andra ordningens övertoner som ger ett varmt och fylligt ljud.

39

Figur 35. Lätt överstyrning av kanal ett.

I figur 36 och 37 visas kanal ett med kraftig respektive full överstyrning.

40

Figur 37. Full överstyrning av kanal ett.

I figur 38 visas kanal två utan överstyrning. Redan här ser man en kraftig osymmetri vilket till stor del beror på den osymmetriska förstärkningen i EF86-delen. Förstärkningsstegen i kanal ett

förstärker också osymmetriskt men gör det i två steg. Detta medför att både den positiva och den negativa delen av vågformen får sin dos av den ojämna förstärkningen och den totala förstärkningen blir då mer symmetrisk.

41

Figur 39,40 och 41 visar lätt till full överstyrning för kanal 2.

Figur 39. Lätt överstyrning av kanal 2.

Figur 40. Kraftig överstyrning av kanal 2.

42

5

Diskussion.

Det viktigaste med slutresultatet är självklart hur förstärkaren låter men också till stor del att förstärkaren arbetar inom ett säkert område för komponenterna vilket försäkrar en lång livslängd. Hur förstärkaren låter går inte att mäta utan måste helt och hållet avgöras genom lyssning.

43

6

Källförteckning.

1 Valve Amplifiers (2003) ISBN 0-7506-5694-8 M.Jones

2 http://www.ax84.com/

3 http://www.tubetown.de/