Mätsystem för effektförluster i en högfrekvenstransformator

Examensarbete

Mätsystem för effektförluster i

en högfrekvenstransformator

Measuringsystem for powerlosses in a

highfrequency transformer

Författare: José Gumucio Tina Strömberg Termin: VT12

Ämne: Elektroteknik Nivå: Kandidat

Abstract

To measure losses in a transformer with today’s methods is either slow or insecure. There is a new method developed by Alstom that hasn't been actualize in to a test-system and that has been the assignment in this project. The idea is built on a switched system and a CLR- circuit in the resonant frequency.

The test-system has a calculated power-loss that make the efficiency to be as high as 99,8%

and in reality over 95%. But in the end it was discovered that the circuit was only able to deliver 70A when the thought was 200 A. More over was with the frequency of 200 kHz the signal was so distorted that all results over 100 kHz should be questioned.

The goal was a efficiency of 99%. That was one of the basis in our calculation and dimensioning. When we order the components we found better than we needed och the efficiency was improved. In the reality the efficiency is 95% and we think it's because the measurements-instruments accuracy and the distortion. In some measurements the efficiency went over 100% and that greatly improve that idea.

Every part of the circuit was simulated piece bye piece and then together. That to increase the understanding of the system and to see that the model works. The simulated efficiency was very low compared to calculated and in reality.

The fact was gathered from literature, technical reports from Alstom and meetings with Per Ranstad et. al.

Key word: Transformer, Power-loss, half-bridge, dimensioning

Sammanfattning

Om man vill mäta förluster på en transformator sker detta antingen väldigt osäkert eller väldigt långsamt. Det finns en ny metod som Alstom tagit fram, som inte realiserats i ett bestående testsystem förrän nu, vilket har varit detta projekt. Det hela bygger på ett switchat system och en CLR krets i resonansfrekvens.

Det resulterade testsystemet hade en beräknad verkningsgrad på 99,8 % och i verkligheten över 95%. Dock i slutskedet upptäcktes att kretsen endast orkade mata ut 70 A jämfört med det tänkta 200 A. Dessutom vid frekvensen 200 kHz blev signalen väldigt förvrängd av störningar och de resultat för frekvenser från 100 kHz och uppåt kan därför ifrågasättas.

Vi satte ett mål på en verkningsgrad på 99% som vi grundade våra räkningar och

dimensioneringar på. När materialet skulle beställas hittades bättre komponenter än vad vi satt upp och verkningsgraden förbättrades. Varför verklighetens verkningsgrad hamnar på 95% tror vi har med noggrannheten på mätinstrumenten att göra och störningssignalen. Vissa mätningar uppgick till över 100% verkningsgrad som gör att misstankarna för

mätinstrumenten stiger.

Alla kretsdelar simulerades bit för bit och ihop för att öka förståelsen för systemet samt se att lösningen funkar. Den simulerade verkningsgraden blev väldigt lågt jämfört med beräknat och verkligheten.

Fakta vi använt kommer från flera litteraturer, tekniska rapporter från Alstom och möten med Per Ranstad m.fl.

Sökord: Transformator, förluster, halvbrygga, dimensionering,

Förord

Detta examensarbete, som är ett sista moment i vår utbildning till Högskoleingenjör i Elektroteknik vid Linnéuniversitetet i Växjö, har uppbringat denna rapport och testat våra kunskaper. Ett projekt som gett utmaning, glädje och stor kunskap.

Projektet har utförts på Alstoms R&D avdelning i Växjö från och med den 16 januari 2012 till och med den 19 mars 2012.

Ett mycket stort tack ska vår handledare Per Ranstad på Alstom ha för all hjälp. Att ha tagit fram projektet, en stor källa av kunskap och ett glatt humör är något vi tackar extra mycket för.

Till Raad Aldundook, Göran Ewing, Pieternella Cijvat, Peter Strömberg, Ann-Charlotte Larsson, Zsolt Völcsey och Ann Nord. Ett stort tack för hjälpen för att ha fått arbetet att komma så långt som det har gjort.

Tina Strömberg José Gumucio

Växjö, 19 mars 2012 Växjö, 19 mars 2012

Innehållsförteckning

Abstract...1

Sammanfattning...II Förord...III 1 Introduktion...1

1.1 Bakgrund...1

1.2 Syfte ...1

1.3 Mål...1

1.3.1 Huvudmål...1

1.3.2 Delmål 1...1

1.3.3 Delmål 2...1

1.3.4 Delmål 3...1

1.3.5 Delmål 4...1

1.3.6 Delmål 5...2

1.4 Metod...2

2 Teoretisk bakgrund...3

2.1 Testobjektets last ...3

2.1.1 Kondensator storlek...3

2.1.2 Spänning över kondensator vid resonansfrekvens ...5

2.2 Matningskällans effekt och ström...5

2.3 Transistorbrygga...5

2.3.1 ON-förluster för transistorn...5

2.3.2 Switchförluster för transistorn...5

2.3.3 Värmeutveckling...6

2.3.4 Kondensator Drain- Source...6

2.3.5 Kondensator för signalnolla...6

2.3.6 Resistorer för signalnolla...7

2.4 Anpassningstransformatorn formler...8

2.4.1 Varvtalet ...8

2.4.2 B-fält...8

2.4.3 Järnförluster...9

2.4.4 Kopparförluster i ledare...9

2.4.5 Skin effekten...10

3 Utförande...11

3.1.1 Testobjekt, transformator ...11

3.1.1.1 Simulering...11

3.1.2 Anpassningstransformator...12

3.1.2.1 Simulering...12

3.1.3 Hel- och halvbrygga...12

3.1.3.1 Simulering...13

3.1.4 Likriktar brygga...13

3.1.4.1 Simulering...13

3.1.5 Hela systemet...14

3.1.5.1 Simulering...14

3.1.5.2 Mätning...15

4 Resultat...16

4.1 Beräkningar...16

4.1.1 Kondensator storlek...16

4.1.2 Switchförluster...16

4.1.3 Värmeutveckling...16

4.1.4 Skin effekten ...16

4.1.5 Specifikationen...17

4.1.6 Simulering...19

4.1.7 Mätning...21

4.2 Material...23

5 Slutsats och framtida förbättringar...24

5.1 Beräkningar...24

5.2 Simuleringar...24

5.3 Mätningar...24

5.4 Framtida förbättringar...25

5.4.1 Beräkning...25

5.4.2 Simulering...25

5.4.3 Mätning...25

5.5 Tillägg...26

Bilaga...27

1 Introduktion

1.1 Bakgrund

Att mäta den aktiva förlusten i en högfrekvens transformator idag med de befintliga metoderna är antingen väldigt osäkra eller tar väldigt lång tid. En ny metod framtagen av Alstom utgår ifrån att endast skicka in aktiv effekt och skapa den reaktiva effekten med en kondensator som transformatorn förbrukar. Detta kommer ifrån att en seriekoppling med C, L och R vid resonansfrekvensen ger impedansen Z = R.

Denna undersökning sker tillsammans med Alstom som är ett globalt företag. Kontoret i Växjö, där vi positionerats, arbetar med området miljövård och är en stor enhet för kraftverksservice. De är även en stor global anläggning för forskning och utveckling där tester kan ske i stor skala.

1.2 Syfte

Examensarbetets syfte är att kunna mäta aktiva effektförluster i en högfrekvens transformator och kunna få en verkningsgrad på 95 %. Detta ska kunna hjälpa Alstom R&D att på ett effektiv sätt mäta effektförluster i transformatorer så att deras transformatorer kan dimensioneras i rätt storlek för den belastning transformatorerna användas vid.

1.3 Mål

Till examensarbetet har vi lagt upp huvudmål och delmål. Detta ska ge en tydlig bild på vad vi ska åstadkomma med examensarbetet.

1.3.1 Huvudmål

Att kunna mäta aktiva effektförluster i en högfrekvens transformator med en noggrannhet på 95%.

1.3.2 Delmål 1

Att göra en beskrivning av examensarbetet, som ger en tydligare bild på vad som ska utföras och uppnås. (borde bifoga examensarbetets beskrivning i bilaga o referera hit!)

1.3.3 Delmål 2

Informationssökning och analysering av transistorbryggor (hel- och halvbrygga), anpassningstransformator och likriktarbrygga.

1.3.4 Delmål 3

Ta fram modell så förluster kan beräknas för transistorbryggor, anpassningstransformator, ledningskablar, kondensatorer och likriktarbrygga.

1.3.5 Delmål 4

Sammansättning, simulering och konstruktion av lösningar.

1.3.6 Delmål 5

Testa konstruktionen och utvärdera verkningsgraden.

1.4 Metod

Syftet med examensarbetet skall uppnås genom att arbetet sker på ett konsekvent sätt.

Uppgiften för examensarbetet introducerades vid första mötet med Per Ranstad och med hjälp av introduktionen så kan en preliminär analys göras i form av en projektbeskrivning.

För att åstadkomma hög noggrannhet för aktiva effektförluster i en högfrekvens transformator ska sökning efter teoretiska källor, tillgången till tekniska rapporter och möten med Per Ranstad utgöra grunden för analysering och beräkning av komponenters effektförluster.

De teoretiska källor är tagna från böcker och internet inom områdena ellära, elektronik,

reglerteknik, elkraft och kraftelektronik. Tekniska rapporter från Alstom skall ge insyn på hur de formulerar sig och hur de utgör sina beräkningar. Möten med Per Ranstad är att få hjälp med beräkningar för att få bekräftelse att tankegången är korrekt. Sedan analyseras all teori och beräkning för att kunna utföra simuleringar, som ska kunna ge inblick på hur det kan komma att se ut i verkligheten.

Under analysen är det viktigt att man får hög verkningsgrad så inverkan på mätresultaten minimeras. Fyra fall med bryggor ska utvärderas om vilken som ger högst verkningsgrad.

Halvbrygga består av två transistorer och två kondensatorer medan en helbrygga består av fyra transistorer. Dessa fall är:

• 1 fas, halvbrygga

• 3 fas, halvbrygga

• 1 fas, helbrygga

• 3 fas, helbrygga

Efter att simuleringar är utförda ska testkort konstrueras för mätningar. Detta testkortet ska innehålla en brygga, glättningskondensator, koppling för inmatning och utmatning samt uttag för inkoppling av mätinstrument. Testkortets brygga innehåller transistorer som behöver styras. Hur styrningen ska fungera är viktigt då transistorerna ska hjälpa driva matningen vidare ut från testkortet. Till testkortet ska en anpassningstransformator kopplas som transformerar den inmatade spänningen till testobjekt, transformator eller en CLR-krets. Alla komponenter dimensioneras så sökandet efter material och komponenter blir en väsentlig del för konstruktionen.

Därefter sammanställs resultat för beräkning, simulering och mätning för att dra slutsatser.

2 Teoretisk bakgrund

För att se helheten se figur 6

2.1 Testobjektets last

Själva grundidén som projektet byggts på tas upp och förklaras.

2.1.1 Kondensator storlek

En kondensator ska seriekopplas med test objektet (transformatorn). Detta kommer ifrån att en krets med induktans, kapacitans och resistans seriekopplade vid resonansfrekvensen har en impedans lika stor som resistansen. Vad som händer är att den reaktiva effekten impedansen konsumerar genererar konduktansen. Det gör att effekten in är den aktiva effektförlusten i transformatorn (bortsett från ledningsförluster etc.).

Kondensatorstorleken blir genom Ohms-lag:

Q=ℑ( I²⋅Z ) , Z_L=s⋅L , Z_C= 1

s⋅C⇒ I²⋅s⋅L= I²

s⋅C ⇔ ¹ (ekv. 1,2,3)

⇔C= 1

L⋅s²= 1

L⋅( jw)²= 1

L⋅(2⋅π⋅ f )²= 1

L⋅4⋅π²⋅ f² [ F ] (ekv. 4)

Ett annat sätt att beräkna detta på är att göra en modell av kretsen och räkna på

överföringsfunktionen. Man modellera de aktiva effektförlusterna som skapas av kondensatorn och ledningarna till transformatorn med ett resistivt motstånd. Sedan beräknas

överföringsfunktionen för Uin till Uut.

1 Se sida 113-114, Tabeller och formler för NV- och TE-programmen, Ekbom m.fl., förlag Liber, 5:e upplagan

U_i.n=I (s)⋅

(

)

U_ut=I ( s)⋅R₂

U_ut

U_i.n= R₂ 1

C⋅s+R₁+L⋅s+R₂

= R₂⋅s

L⋅s²+(R₁+R₂)⋅s+1 C

=R₂

L⋅ s

s²+(R₁+R₂)⋅s

L + 1

C⋅L

Ur denna formel kan man beräkna fram resonansfrekvensen. Resonansfrekvensen ges när nämnare närmar sig 0.

s²+(R₁+ R₂)⋅s

L + 1

C⋅L=0 ⇔ s²+( R₁+R₂)⋅s

L +

(

)

(

)

(s+(R₁+ R₂) L⋅2 )

2

=

(

)

√ ⁽

⁾

Antar att R1 = R2= 0 eftersom dessa motstånd är små jämfört med induktansen och konduktansen vid resonansfrekvensen.

s=0±

√

√

där s= j⋅w , j=

√

⇒ jw=

√

√

√

^√

2.1.2 Spänning över kondensator vid resonansfrekvens

Vid resonansfrekvensen kommer kondensatorn och mät objektet (transformatorn), som

modelleras med spolen LL (transformatorn), utsättas för en spänning. Denna beräknas på följande sätt:

U= I⋅Z= I

w⋅C= I w⋅ 1

L_L⋅w²

= I

1 L_L⋅w

= I⋅L_L⋅w

[U ] ² (ekv. 5)

2.2 Matningskällans effekt och ström

Matningskällan kommer mata ut spänning och ström som ger en effekt som vi benämner inmatad effekt. Dessa beräknas enligt följande formel:

P_i.n=P_ut

η [W ] (ekv. 6)

I_i.n=P_i.n/U_{i.n [ A]} (ekv. 7)

2.3 Transistorbrygga

Två typer av förluster har granskat, ON- och switchförluster. Dimensionering av kylfläns till transistorerna med beräkningar från de aktiva effektförluster som ger upphov till

värmeutvecklingen. Hur transistorns kapacitans CDS kommer påverka bryggan har undersökts.

Bryggans kondensator, Cjord, och resistans, Rjord, dimensioneras.

2.3.1 ON-förluster för transistorn

Då transistorn leder halva tiden blir medelvärdet av förlusteffekten:

P_f=R_on⋅I²

2 [W ] (ekv. 8)

2.3.2 Switchförluster för transistorn

Då transistorerna slår av och på så uppkommer förluster, som benämns som switchförluster.

Dessa förluster beror av den tiden det tar då ström- och spännings -omslaget inte är noll. Det beräknas på följande sätt:

p(t)=u(t )⋅i(t )⇒W =

∫

∫

2 Se sida 113, Tabeller och formler för NV- och TE-programmen, Ekbom m.fl., förlag Liber, 5:e upplagan

2.3.3 Värmeutveckling

För att inte kiseltemperaturen ska överskrida en skadlig temperatur dimensioneras kylflänsen enligt nedanstående. Termiska resistansen fås ifrån transformatorns datablad.

T_j=I²⋅R_dson⋅R_{thj a}+T_a⇔

⇔[R_{thj a}=R_{thj c}+R_{thc a}]⇔ R_{thc a}=T _j T_a

I²⋅R_on R_{thj c} [ K /W ] (ekv. 10)

2.3.4 Kondensator Drain- Source

För att beräkna kapacitansen mellan drain och source i transistorn så behöver man veta vilka mätbara kapacitanser som finns i transistorn. De kapacitanser som finns i transistorn är inre kapacitans Ciss där drain och source är kortslutna, yttre kapacitans Coss där gate och source är kortslutna, och omvänd överföring kapacitans Crss där gate och source är kortslutna. Beräkning för hur kapacitansen CDS beräknas fram ur de mätbara kapacitanser.

C_iss=C_GS+C_GD, C_oss=C_GD+C_DS, C_rss=C_GD⇒C_DS=C_oss C_rss [ F ] (ekv. 11)

Beräkning för den reaktiva effekten som uppkommer av CDS.

W=1

2⋅C⋅U²=

∫

p(t)=dW

dt ,[ P_medelges av energin över tiden ,W T ]⇔

⇔Q_medel=C⋅U_spärr² ⋅f

2 VAr (ekv. 13)

2.3.5 Kondensator för signalnolla

För att dimensionera de kondensatorer, som skall skapa en virtuell jordpunkt, så kommer signalschemat se ut som nedan. Där är 1

C₁s kondensatorn på sekundärsidan och 1 C₂s är den totala kapacitansen som de två jordkondensatorerna ger upphov till. Signalmässigt sätt ligger dessa parallellt.

U_rippel= I

w⋅C₂⇔C₂= I w⋅U_rippel⇔

⇔[C₂=2⋅C_jord]⇔ C_jord= I

w⋅U_rippel⋅2 [ F ] (ekv. 14)

2.3.6 Resistorer för signalnolla

Beräkning för att få önskad tidskonstant för urladdning genom en resistans som skapar en jordningspunkt i likspänningsområdet.

v(0)

s =I (s)

sC+I (s)⋅R_DC⇔ v(0)=s⋅I ( s)⋅( 1

sC+R)⇔v (0)=I ( s)⋅R⋅C⋅s+1 C

U_ut=R_DC⋅I ( s)⇒U_ut

v (0)= R⋅C

s⋅R⋅C +1⇒[ 1

s⋅τ+1]⇒ τ=RC ³ R_jord= τ

C_jord [Ω] (ekv. 15)

3 Se sidan 126, Feedback Control of Dynamic Systems, Gene F. Franklin/J. David Powell/ Abbas Emami-Naeini, förlag Pearson, 6:e upplagan, paperback international edition

2.4 Anpassningstransformatorn formler

Då mätobjektet ska testat vid 200A (se specifikationer då verkningsgraden hamnar lågt) och runt 1 V blir dimensioneringen av transistorn och övriga komponenter inte tillräckliga. Därför används en anpassningstransformator. De formler som användes vid modellering ses nedan.

2.4.1 Varvtalet

Beräkning av önskat varvtal beroende på spänning.

U_prim N_prim=U_sek

N_sek⇔ N_prim=U_prim

U_sek⋅N_sek [antal ] ⁴ (ekv. 16)

2.4.2 B-fält

Beräkning av max amplitud för den magnetiska flödestätheten. Detta för att beräkna hysteresförluster

E=n⋅d Φ dt

5 Φ=B⋅A ⁶

E=n A⋅dB

dt =nA⋅∆ B

∆ t =n⋅A⋅2⋅̂B T

2

⇒ ̂B= E⋅T

n⋅A⋅4 [T ] (ekv. 17)

4 Se sida 46 , Elkraft, Alf Alfredsson, förlag Liber, 3:e upplagan 5 Se sida 45 , Elkraft, Alf Alfredsson, förlag Liber, 3:e upplagan

6 Se sida 112, Tabeller och formler för NV- och TE-programmen, Ekbom m.fl., förlag Liber, 5:e upplagan

2.4.3 Järnförluster

Beräkning av järnförlusterna som uppkommer av skiftande magnetiskt flödestäthet beräknas enligt Steinmetz formel:

P_fe( ̂B , f )=k₁⋅f ^e1⋅k₂⋅ ̂B^e2=[ ̂B= E

2⋅n⋅Afe⋅f =k₃ f ]=

=k₁⋅k₂⋅ f^e1⋅(k₃ f )

e2

=[e₁≈1, e₂≈2]⇒ k₁⋅k₂⋅k₃²⋅ f⋅ f ²=K

f [W ] ⁷ (ekv. 18)

Järnförlusterna, Pfe, är given för en specifik frekvens och ett B-fält på datablad, se Bilaga s. 31, och för att få förlusteffekt enligt vår data så beräknas på följande sätt:

P_v=K⋅ f ⋅ ̂B_data²

V_Fe ⇔ K⋅f =P_v⋅V_Fe B_data² ⇔

⇔[P_Fe=K⋅ f⋅̂B_ber² ]⇔ P_Fe=P_v⋅V_Fe

B_data² ⋅ ̂B_ber² [W ] (ekv. 19)

2.4.4 Kopparförluster i ledare

Denna formel tar bara hänsyn till kopparförluster i ledaren vid låga frekvenser. Man bortser ifrån skinn effekten som tas upp i kommande avsnitt (se 2.4.5 Skin effekten). Resistiviteten på en ledare är beroende av dess längd, area och densitet hos materialet. Därmed blir resistansen för en ledaren:

R=ρ⋅l

A [Ω] ⁸ (ekv. 20)

Effektförlusten för kopparn i ledaren är beroende på strömmen.

P_f=I²⋅R [W ] ⁹ (ekv. 21)

7 Teknisk rapport TR03009 från Alstom, Per Ranstad

8 Se sida 110, Tabeller och formler för NV- och TE-programmen, Ekbom m.fl., förlag Liber, 5:e upplagan 9 Se sida 111, Tabeller och formler för NV- och TE-programmen, Ekbom m.fl., förlag Liber, 5:e upplagan

2.4.5 Skin effekten

När strömmen rör sig i en hög frekvens i en ledare trängs strömmen ut mot ledarens yta. Det är det så kallade elektriska fenomenet skin effekt, även kallad strömförträngning. Den effektiva resistansen ökar då den totala ledararean minskar när strömmen går i högre frekvenser. Man kan med andra ord säga att impedansen ökar, som är växelströmsmotståndet, vilket i sin tur ökar effektförluster. För att undvika detta fenomenet kan man använda sig utav litz kabel istället för vanlig koppar kabel. Litz kabel består av mindre små koppar kablar som är isolerade samt tvinade eller vävda ihop på ett speciellt sätt för att tvinga strömmen att gå i alla ledare. Det ger upphov till en reduktion av skin effekt.

Formel för beräkning av vilket djup strömmen kommer gå på.

δ=

√

√

Om d≤2⋅δ uppfylls kan man bortse från skin effekten

10 Se sida 753 och ekvation 30-3, Power Electronics, Mohan/Undeland/Robbins, förlag John Wiley and sons, inc. 2:e upplagan

3 Utförande

Testsystemet utförs så att effekten kan mätas med DC-storheter, tillförd ström och spänning.

Provet utförs som ett kortslutningsprov med en seriekopplad kondensator. Denna används för att kompensera transformatorns reaktiva effektförbrukning.

Fig 1. Blockschema

Fig 2. Kretsschema

För att arbetet ska utföras på bästa möjliga sätt så delades kretsen upp i mindre delar för att kunna simulera samt beräkna fram storheter. Nedan följer hur arbetet kommer utföras.

3.1.1 Testobjekt, transformator

Denna kretsen är sekundär sidan och den består av en kondensator C, som ger upphov till

reaktiva effekten, och transformatorn, som modelleras med en spole L och en resistans RAC. RCL är modellen för förluster mellan kondensator och spole. Resistansen, RAC, är lasten för kretsen.

3.1.1.1 Simulering

Olika spänningar matas in i kretsen via V1. Dessa spänningar simuleras som om det matas från anpassningstransformators sekundär sida. Nivålägena för spänningar beskrivs som minimalt, optimalt och maximalt. Fasta värden används för RCL, L och RAC medan C-värdet varierar beroende på vilken frekvens som matas in från primärsidan.

Fig 3. Kretsschema

3.1.2 Anpassningstransformator

Anpassningstransformatorn består av en primär och sekundär sida. Sekundär sidans lindning ska vara ett varv för ha minimala förluster där strömmen är som störst. Primär sidans lindning kan variera beroende på vilken spänning systemet matas in med och vilken spänning ska matas in till transformatorn.

3.1.2.1 Simulering

Här kopplas kondensatorn C och transformatorn, L och RAC, till anpassningstransformatorn, L1 och L2. Dessa är kopplade till en matningskälla V1, som skickar ut pulsspänning. Mellan

matningsskällan och anpassningstransformatorn finns det en resistans, RDC, för att mäta strömmar i kretsens primär sida.

Varvlindningarna i anpassningstransformatorn ska vara N1:N2 där N1 ska variera medan N2 ska vara ett varv. Hur mycket N1 ska variera är beroende på vilken spänning som matas in och vilken

spänning man vill få ut.

Fig 4. Kretsschema

3.1.3 Hel- och halvbrygga

Helbryggan består av fyra transistorer medan halvbryggan består av två transistorer och två kondensatorer. Eftersom helbryggan har fyra transistorer så blir effektförlusten för transistorer dubbelt så stor. Det ska vara en så liten effektförlust som möjligt därför väljs halvbryggan som har två transistorer. Transistorernas uppgift är att driva inmatningen vidare ut till

anpassningstransformatorn och testobjektet.

3.1.3.1 Simulering

Anpassningstransformatorn ansluts till en halvbrygga, som består av två transistorer, två resistanser och två kondensatorer. Resistanserna, RC1 och RC2, och kondensatorerna, C1 och C2, finns för att få nollpunkt för bryggan. Transistorerna, M1 och M2, ska klara av höga spänningar och vara snabba att styra insignalen ut till anpassningstransformatorn. Spänningskällan, Vdc1 och Vdc2, är likspänning och matning till transistorerna ges av en extern pulsspänningskälla, V1 och V2. Mellan transistorerna och dess matning finns resistanser, R1 och R2, för att mäta strömmarna in till transistorerna.

Fig 5. Kretsschema

3.1.4 Likriktar brygga

Dioder som klarar av höga spänningar ska väljas till likriktar bryggan. Denna ska sedan kopplas till en glättningskondensator. Denna kondensatorn ska ta bort rippel som matningskällan ger upphov till. Likriktar bryggan och glättningskondensatorn kopplas ihop med bryggan som är kopplad till anpassningstransformatorn och testobjektet.

3.1.4.1 Simulering

Här kopplas en likriktarbrygga, D1-D4, till halvbryggskretsen som förklarades i Hel- och halvbrygga.

Likriktarbryggan matas med 50 Hz sinusspänning. Likriktarbryggan fördelar och omvandlar sinusspänningen till likspänning som matas vidare till halvbryggan. Mellan likriktarbryggan och halvbryggan finns det en glättningskondensator, Cg. Signalen från likriktarbryggan till halvbryggan ska vara så ren som möjlig när den ska till transistorerna så glättningskondensatorns uppgift är att eliminera 50 Hz ripplet.

Fig 6. Kretsschema

3.1.5 Hela systemet

Alla ovannämnda punkter är sammansatta till det slutgiltiga.

3.1.5.1 Simulering

När alla delar av kretsen förts samman så bildas kretsen nedan, som ska konstrueras. Denna kretsen ska variera i frekvenser, 20-200 kHz, vilket gör att kondensatorn C kommer att variera medan alla andra värden kommer ha ett bestämt värde.

Fig 7. Kretsschema

3.1.5.2 Mätning

Testsystemet för mätning bygger på simulering för hela systemet. Optimalt läge har använts för mätningen, se Resultat Specifikation för vilka värden som ska användas i kretsen. För styrning av transistorerna i bryggkopplingen används ett drivkort från Alstom med elektronisk koppling.

Drivkortet ska drivas med en 24 V transformator som kopplas till nätuttaget, 230 V. Signalen till drivkortet är 2-5 V fyrkantspuls med dubblad frekvens. Drivkortet kopplas sedan till transistorerna som får pulsspännings med den korrekta frekvensen, som är den halverade frekvensen som går in i drivkortet. Glättningskondensator kopplas till testkortet enligt Fig 8 nedan. Eftersom det

kommer passera höga spänningar i komponenterna så måste ett skydd byggas så en användare inte råkar stöta mot komponenterna. Ett skyddshölje byggs runt testkortet,

glättningskondensatorn och drivkortet. Man konstruerar uttag för mätinstrument som kopplas till höljet, borrar hål i höljet så anpassningstransformatorns kablar kan anslutas till testkortet,

konstruerar ett hölje för anpassningstransformatorn och alla kablar isoleras.

Fig 8. Testkrets

4 Resultat

4.1 Beräkningar

4.1.1 Kondensator storlek

Enligt ekvationen 4 kommer kondensatorstorleken att variera mellan:

C= 1

L_L⋅w² ,C_min=[ f =200kHz , L=10µ H ]=63,7 nF ,C_max=[ f =10kHz , L=1µ H ]=254µ F

4.1.2 Switchförluster

Enligt ekvation 9 kommer switchförlusterna bli:

p(t)=u(t )⋅i(t )⇒W =

∫

∫

Vid resonansfrekvensen sker strömmens och spänningens nollgenomgång samtidigt eftersom impedansen är resistiv. Ingen fasförskjutning uppstår och det medför att strömmen kommer vara noll. Förlusten blir då som följer även noll.

4.1.3 Värmeutveckling

Enligt ekvationerna 10 behövs en kylfläns med en termisk resistans på:

R_th

j a=80 K /W , R_{thj c}=3,6⇒T_j= I²⋅R_dson⋅R_{thj a}+T_a=1,5²⋅0,19⋅80+40=74,5 ̊C

R_th

c a=T_j T_a

I²⋅R_dson R_{th j c}= 60 40

1,5⁵⋅0,19 3,6=43,2 K /W

Dock så bortser detta från switchnings förlusterna som kan bli stora när systemet inte befinner sig i resonansfrekvensen därför bör Rth_{j a} överdimensioneras.

4.1.4 Skin effekten

Enligt ekvation 22:

δ=

√

√

4.1.5 Specifikationen

Övriga ekvationer gav med data enligt nedan

Frekvens max f 200000 200000 200000

min f 10000 10000 10000

Angiven verkningsgrad 90,00% 99,70% 99,70%

Total effektförlust max f 0,003882378 0,147821104 0,471684254

min f 0,015808613 0,338640859 0,901028702

Beräknad verkningsgraden max f 0,03% 0,07% 0,10%

min f 0,13% 0,17% 0,20%

Last Minimal Typvärde Maximalt

Ström RMS 50 200 300A

R_AC 0,005 0,005 0,005 Ω

Induktans 0,000006 0,000006 0,000006 H

Effekt 12,5 200 450 W

Kondensator max f 1,0565E-007 1,0565E-007 1,0565E-007 F

min f 0,00004226 0,00004226 0,00004226 F

Spänning över resistans 0,25 1 1,5 U

Spänning över induktans max f 376,8 1507,2 2260,8 U

min f 18,84 75,36 113,04 U

Spänning över capacitans max f 376,8 1507,2 2260,8 U

min f 18,84 75,36 113,04 U

Anpassningstransformatorn Minimal Typvärde Maximalt

Spänning primär 162,6345597 162,6345597 162,6345597 V

Spänning sekundär 0,25 1 1,5 V

Max frekvens 200000 200000 200000 Hz

Min frekvens 25000 25000 25000 Hz

Antal varv 650,5382387 162,6345597 108,4230398 -

Längd per varv 0,087 0,087 0,087 m

Total längd primär lindning 56,59682677 14,14920669 9,432804461 m

Järn area 0,00044532 0,00044532 0,00044532m²

Kopparresistivitet 0,017 0,017 0,017 Ω mm2/m

Kabel area 0,74 0,74 0,74 mm2

Järnförlust-konstant för materialet max f 270000 270000 270000kW/ m³

min f 60000 60000 60000kW/ m³

B-fält på datablad max f 0,1 0,1 0,1H

min f 0,2 0,2 0,2H

Volym järn 0,000113702 0,000113702 0,000113702m³

B-fält max f 0,000701743 0,00280697 0,004210455H

min f 0,005613941 0,022455762 0,033683643H

Järnförlust max f 0,001511776 0,02418842 0,054423944 W

min f 0,013438011 0,215008174 0,483768391 W

Primär kopparförlust 0,002370602 0,123632685 0,41726031

Sekundär kopparförlust 0 0 0

Total effektförlust max f 0,003882378 0,147821104 0,471684254

min f 0,015808613 0,338640859 0,901028702

Matningskälla Minimal Typvärde Maximalt

Matningsspänning 325,2691193 325,2691193 325,2691193 U

Glättningskondensator 0,002 0,002 0,002 F

Ström 0,042699685 0,616725639 1,387632687 A

Effekt 13,88888889 200,6018054 451,3540622 W

Styrning Minimal Typvärde Maximalt

Switchfrekvens max f 400000 400000 400000 Hz

min f 20000 20000 20000 Hz

Transistorbrygga Minimal Typvärde Maximalt

Ström 0,0426996849 0,6167256388 1,387632687 A

ON resistans 0,19 0,19 0,19 Ω

Tidskonstanten 1 1 1 s

Max rippel rippel av mat. 0,015 4,8790367902 4,8790367902 4,87903679 V

Konduktans Drain Source 7,30E-010 7,30E-010 7,30E-010 F

Spärr spänning 162,63455967 162,6345596729 162,6345597 V

Kondensator för signaljord max f 1,39358E-008 2,0127891E-007 4,5288E-007 F min f 6,96788E-008 1,0063945E-006 2,2644E-006 F

Resistans för signaljord max f 71757792 4968230,46 2208102,427Ω

min f 14351558,4 993646,092 441620,4853Ω

Reaktiv effekt C_ds - max f 1,93085 1,93085 1,93085 Var

- min f 0,0965425 0,0965425 0,0965425 Var

Reaktiv effekt C_jord - max f 0,1041666667 1,5045135406 3,385155466 Var

- min f 0,4166666667 6,0180541625 13,54062187 Var

Aktiv effekt C_ds 0,001max f 0,00193085 0,00193085 0,00193085 W

0,001min f 9,65425E-005 9,65425E-005 9,65425E-005 W

Aktiv effekt C_jord 0,001max f 0,0001041667 0,0015045135 0,003385155 W

0,001min f 0,0004166667 0,0060180542 0,013540622 W

Aktiv effekt R_jord - max f 0,0014744043 0,0212953084 0,047914444 W

min f 0,0073720217 0,1064765422 0,23957222 W

Aktiv förlust effekt R_on - 0,00017321 0,0361332988 0,182924825 W

Totala aktiva förlusterna max f 0,003682631 0,0608639708 0,236155275 W

min f 0,0080584409 0,1487244376 0,436134209 W tan φ

4.1.6 Simulering

Mätningar är gjorda på kretsen nedan med olika komponentvärden. Egen modell för MOSFETen skapades för att efterlikna den vi beställde, se 4.2 Material för tillverkare och namn.

Koden som läggs i C://Program/LTC/LTspiceIV/lid/cmp/standard.mos (kan vara olika beroende på vilken installations mapp man valt) är:

.model Envisare2 VDMOS( Rg=0.01 Rd=0.01 Rs=0.01 Vto=.5 Kp=100 Cgdmax=600f Cgdmin=100f Cgs=1.2f Is=100n mfg=Awesom_8D Vds=500 Qg=0 Ron=0.19 BV=100000)

Beräknat är när resultatet för P och R räknas med Ohms lag. IV är när LTspice IV använder en egen metod för att räkna ut effekten.

Simuleringsresultat

Frekvens 10000 200000 Hz

Period 0,0001 0,000005 S

297,27 297,662 V 0,48809 0,47718 A 0,71116 0,48982 V 142,23 125,14 A

P_in V1 IV 133,95 130,65 W

P_ut R_AC IV 105,73 101,11 W

Pin 72,54725715 71,01917658 W

101,1482868 61,2960748 W

R_AC 0,005 0,005 Ω

R_AC beräknad 0,013534389 0,013862088 Ω

R_AC IV R= P/I^2/150^2 0,024989662 0,025501306 Ω

R=U^2/P/150^2 0,029861889 0,03061615 Ω

Verkningsgrad beräknat 139,42% 86,31%

Verkningsgrad IV 78,93% 77,39%

Förlusteffekten en MOSFET IV 0,58927 0,9548 W

Effekten C3-L2 IV 24,173 24,9 S

Uin Iin Uut Iut

Uin*Iin/2

Put Uut*Iut

4.1.7 Mätning

Mätning 1 på LNU

130,5

Frekvens [Hz] 1000

50 3 24,04 0,032

Pin [W] 0,76928

¨

9,86 9,88 0,7449777778 0,7480030651 R_last [Ω]

Duty [%]

Amplitud [Vpp]

Uin [V]

Iin [A]

Uut [V] (flukemätare) Uut [V] (oscilloskop) Put [W] (flukemätare) Put [W] (oscilloskop)

Mätning 2 lågspänning på LNU

130,5 130,5 130,5 130,5 130,5

Frekvens [Hz] 20000 50000 100000 150000 200000

80 80 75 70 65

3 3 3 3 3

24,37 24,36 24,36 24,34 24,45

0,038 0,038 0,037 0,035 0,031

Pin [W] 0,92606 0,92568 0,90132 0,8519 0,75795

¨

10,83 10,96 10,76 10,3 9,5

0,8987655172 0,9204720307 0,8871846743 0,8129501916 0,6915708812

97,05% 99,44% 98,43% 95,43% 91,24%

R_last [Ω]

Duty [%]

Amplitud [Vpp]

Uin [V]

Iin [A]

Uut [V]

Put [W]

Verkningsgrad η [%]

Mätning 3 lågspänning på LNU

130,5 130,5 130,5 130,5 130,5

Frekvens [Hz] 5000 10000 25000 50000 100000

19,89 19,9 19,89 19,91 19,98

0,03 0,031 0,031 0,032 0,034

Pin [W] 0,597 0,617 0,617 0,637 0,679

8,75 8,8 8,9 9 9,1

8 7,752 7,872 7,88 9,27

0,587 0,593 0,607 0,621 0,635

0,490 0,460 0,475 0,476 0,658

0,010 0,023 0,010 0,016 0,045

0,106 0,156 0,142 0,161 0,021

Verkningsgrad 98,32% 96,19% 98,44% 97,42% 93,41%

82,19% 74,65% 77,01% 74,68% 96,93%

R_last [Ω]

Uin [V]

Iin [A]

Uut RMS [V]

Uut beräknat [V]

Put RMS [W]

Put beräknat [W]

Pf RMS [W]

Pf beräknat [W]

L [H] 8,15E-006 1,75E-006 1,25E-002

Frekvens [Hz] 41235

80 3 300,3 0,222 66,6666

¨

144,5 0,471 67,56 1,0073934281 68,0595 102,09%

Mätning 5 högspänning på Alstom

C [F]

R [Ω]

Duty [%]

Amplitud [Vpp]

Uin [V]

Iin [A]

Pin [mW]

Uac [V]

Iac [A]

Iut [A]

Uut [V]

Put [mW]

Verkningsgrad η [%]

164,4 164,4 164,4 164,4 164,4 164,4 164,4

Frekvens [Hz] 10000 20000 50000 10000 150000 200000 200000

stabil

162,6 162,1 163,1 164,3 165,9 167,3 166,8

0,196 0,195 0,193 0,19 0,186 0,1285 0,185

Pin 31,87 31,6 31,48 31,22 30,86 30,95 30,86

72,6 72,4 72,15 71,1 70,23 70,02 69,83

72,4

32,1 31,9 31,68 30,77 30,02 29,84 29,68

31,9

-0,23 -0,3 -0,2 0,45 0,84 1,11 1,18

0,03

Verkningsgrad [%] 100,72% 100,95% 100,64% 98,56% 97,28% 96,41% 96,18%

100,09%

Mätning 4 högspänning på Alstom

R_last [Ω]+kylfläns

Uin Iin Uut Put Pf

4.2 Material

Komponent Tillverkare Tillverkning Nr. Egenskaper

Litztråd CLI 200/90 Koppar, PUR ledarisolering, 0.71 mm^2

Laboratoriekort 1160-EP FR4 epoxilaminat, rastermått 2.54 mm

MOSFET SPP 20N60C3

Kylelement SK 09/20/SA-220 Aluminium, för T-220 kapsel

20.0 mm, 12 K/W

Isoleringskiva ALO220 För TO-220 kapsel, 0.3 K/W

Genomslagshållfasthet 30 kV

Monteringssats MST-220 1 glimmerbricka TO-220

1 isolerbussningar IB-6

1 cylinderlocksskruv M3 X 16 förnicklad 1 muttrar M3 förnicklade

Transformatorkärna T102/66/25-3C90 Toroid FE-kärna

Kontaktplintar 2 x 3 poliga kopplingsplintar

Kondensatorer PHE820E

3,3 mF Resistanser

Block Rademacher

Infineon T-220 kapsel, 600 V/20.7 A/0.19 Ω

Fischer Elektronik

Fischer Elektronik

Ferroxcube

Evox Rifa 2,2 μF, 300 VAC

Motstånd, 2 x 560 Ω

Effektmotstånd, 4 x 33 Ω 5 W Effektmotstånd, 1 Ω 10 W Effektmotstånd, 3 x 480 Ω 200 W

5 Slutsats och framtida förbättringar

5.1 Beräkningar

• Vi fick väldigt små förluster jämfört var vi har satt målet men då har vi inte tagit med förluster i ledningarna utom anpassningstransformatorns lindning. De högre frekvenserna bör få sämre verkningsgrad eftersom skin effekten kommer bli märkbar vid 200kHz, se 4.1.4. Skinn effekten.

• 4.1.4. Skin effekten visade att vi behövde använda litzkabel istället för vanlig kabel.

• Vi har stött på problem att när vi räknat för avancerat blir det fel. Tänka enkelt ger flest rätt.

• Vi valde 1 fas för att det var Per Ranstads önskamål. Detta för att MOSFETen Rdson följer med spärrspänningen. Det kan bli svårt att hitta en godtagbar MOSFET med tillräcklig spärr späning och Rdson för 3 fas. Halvbrygga valdes även den på Per Ranstads önskemål för att ha en redan uttänkt kärna till anpassningstransformatorn.

5.2 Simuleringar

• När man tittar på simuleringsresultatet så får vi mycket sämre verkningsgrad än vad vi beräknat till. Eftersom inte effekten över C3 och L2 är noll så är inte systemet i resonansfrekvensen utan i närheten. Fler mätpunkter på frekvensbandet skulle ge en ökad noggrannhet och man skulle kunna utesluta extremvärden.

• Effektivast simulering får man när man bryter ner och simulerar alla delar en åt gången. Sedan bygga ihop till större genom att lägga ihop två åt gången.

• Beroende av modellen på MOSFETen och andra värden kan högfrekvens rippel uppstå som gör att det i princip blir omöjligt att simulera.

5.3 Mätningar

• Mätning 1 visade att instrumentmätare Fluke 79 III och oscilloskopet inte ger någon större skillnad på mätvärden. Testet visade också att vårt testkort fungerade vid låg frekvens och att dess verkningsgrad är hög, vilket innebär att effektförlusterna i testkortet är minimala.

• Testkortet kördes för högre frekvensområden i mätning 2 och 3. Där kunde vi se hur signalen i kortet beter sig från låga till höga frekvenser. Kortet belastades med samma motstånd som i mätning 1 och vi får en hög verkningsgrad här också. Detta betyder att vårt kort klarar av låga samt höga frekvenser, vilket vi har optimerat och konstruerat den för. Dock ligger testerna fortfarande på låga spänningar så högspännings test utfördes på Alstom.

• Mätning 4 för högspänning utfördes med andra effektmotstånd då högre effekt var förväntat.

Mätningar gav oss lite felaktiga uppgifter då vi vet att man inte kan få verkningsgrader högre än 100 %. Detta kan bero på våra mätinstrument visar fel. Dock kunde vi se att även vid högre inmatning och med ett litet högre motstånd så kommer vårt testkort att ha små effektförluster.

Vår design matchar verkligheten hittills och då körde vi igång mätning med transformator. Det blev problem med transformatormätningen. Den kunde inte genomföras och därav kunde vi inte skriva in några mätvärden. Orsaken till detta kan vara att motståndet i transformatorn är för stor, vårt testkort klarar inte att mata ut den effekten till transformatorn, att vi inte har en

ideal anpassningstransformator eller att det är för låg inmatning av spänning till systemet. För att kunna hitta orsaken så utfördes tester på en krets som har en kondensator och spole inkopplad i serie, en CL-krets.

• Mätning 5 för högspänning med en CL-krets gav en hög verkningsgrad, men den höga

verkningsgraden var lite missvisande då den låg lite över 100 %. Tidigare nämnt kan detta bero på att våra mätinstrument inte visar korrekt. Frekvensen kortet drivs med gav oss ett värde rätt nära resonansfrekvensen, vilket är bra för då innebär det är att kortet skickar ut rätt signal.

Sedan skulle tester för högre och lägre frekvenser utföras. Dock skedde något oväntat vid högre frekvens.

• Systemet hade belastats med 340 V med hög frekvens (spole 7,93 µH och kondensator 0,85 µF). Vid denna höga frekvens orkade inte testkortet att mata ut tillräckligt till CL-kretsen. När allt blev urkopplat så visade drivkortet rött i dioderna där det ska lysa grönt. Första tanken var att drivkortet hade gått sönder men sedan när spänning på glättningskondensatorn laddats ur så dubbelkollades drivkortet och transistorerna. Transistorerna hade gått sönder, men inga fler mätningar kunde genomföras. Därför kunde inga fler mätningar utföras och en mätning med transformator blir uppskjuten.

5.4 Framtida förbättringar

5.4.1 Beräkning

• Kolla upp varför inte kretsen orkar dra ut mer än 70 A på sekundärsidan när det var tänkt att vara 200 A.

• Reda ut var störning kommer ifrån, speciellt en med frekvens runt 400kHz. Minimera detta för att få ut en noggrannare mätning.

5.4.2 Simulering

• Ändra så att förlusteffekterna ligger på max 10%.

• Titta på varför vid 10kHz en verkningsgrad lägger sig på 139% vilket är fysiskt omöjligt utan fler tillförda effektkällor.

• Lägga till fler mätpunkter mellan 20 och 200 kHz.

5.4.3 Mätning

• Ny dimensionering av testkortet. Helst konstruktion av både en hel- och halvbryggs kort där man undersöka vilket utav dessa som kommer kunna mata ut tillräckligt samt ge bäst noggrannhet.

• Att göra en ny anpassningstransformator som uppfyller den dimensionering man beräknat i teori så att man får en så tillförlitligt transformering av spänning och ström.

• Efter att kretsen förändrats ska alla tester som vi utfört utföras igen.

5.5 Tillägg

Efter att ha pratat med vår handledare Per Ranstad på Alstom fick vi reda på att anledningen till varför vi inte fick ut mer än 70 A kan ha att göra med mätobjektet. De transformatorer vi mätte på har likriktar dioder på deras sekundärsida. Dessa visste vi inte om och kunde inte heller kortsluta då de satt inuti omgiven av transformator olja och hölje. Eftersom Zsolt inte var insatt i projektet sa han åt oss att testa på deras befintliga transformatorer. Tanken var att testa en preparerad transformator som endast har 4 likriktar dioder jämfört med den vi testade som hade 16x4 stycken.

Bilaga

Specifikation med de fyra fallen

Specifikationer

Krets Min Max Optimalt

Verkningsgrad 95,00% 99,00% 98,50%

Förlust effekter Helbrygga 1 fas, 300V 0,0742075827 1,8186349567 0,4858478991 Halvbrygga 1 fas, 150V 0,2020948551 1,1653631921 0,4452176197 Helbrygga 3 fas, 500V 0,0517486591 0,9606483255 0,330671854 Halvbrygga 3 fas, 250V 0,4791026143 1,0195557172 0,6282613091

Procentuellt bortfall Helbrygga 1 fas, 300V 0,15% 0,40% 0,24%

Halvbrygga 1 fas, 150V 0,40% 0,26% 0,22%

Helbrygga 3 fas, 500V 0,10% 0,21% 0,17%

Halvbrygga 3 fas, 250V 0,96% 0,23% 0,31%

Förluster för frekvensen f 200000 200000 200000

ηA

Last

Dimensionerad för 250kVA

Frekvens Uppskattat 10000 200000 100000

Ström, RMS Uppskattat 100 300 200

Effektförbrukning I_L^2 *R_AC 50 450 200

Resistans Uppskattat 0,005 0,005 0,005

Spänning resistans I_L*R_AC 0,5 1,5 1

Induktans Teknisk rapport 0,000001 0,00001 0,000006

Spänning induktans Simulering

fLr

IL

PL

RAC

URt

LL

ULL

Reaktans

Reaktans C 1/(L_L*w_r^2), w_r=2*pi*f_r0,00025356 6,33900E-008 4,2259997E-007

Spänning ^UC Simulering

Matningskälla DC

Matninsspänning Uppskattning

Helbrygga 1 fas 300 300 300

Halvbrygga 1 fas 300 300 300

Helbrygga 3 fas 500 500 500

Halvbrygga 3 fas 500 500 500

Ström P_DC/U_DC

Helbrygga 1 fas 0,1754385965 1,5151515152 0,6768189509

Halvbrygga 1 fas 0,1754385965 1,5151515152 0,6768189509

Helbrygga 3 fas 0,1052631579 0,9090909091 0,4060913706

Halvbrygga 3 fas 0,1052631579 0,9090909091 0,4060913706

Effekt ut 52,631578947 454,54545455 203,0456852792

Inre resistans Datablad

UDC

IDC

PDC P_L/ηA+P_Tftothela

RDC

Transistorbrygga

Ström I_DC

Helbrygga 1 fas 0,1754385965 1,5151515152 0,6768189509

Halvbrygga 1 fas 0,1754385965 1,5151515152 0,6768189509

Helbrygga 3 fas 0,1052631579 0,9090909091 0,4060913706

Halvbrygga 3 fas 0,1052631579 0,9090909091 0,4060913706

Kondensatorförlust

kondensatorstorlek 1/(L_L*w_r^2), w_r=2*pi*f_r frekvens 2,00E-008 2,00E-008 2,00E-008

Helbrygga 1 fas 200000 0 0 0

Halvbrygga 1 fas 200000 2,00E-008 2,00E-008 2,00E-008

Helbrygga 3 fas 200000 0 0 0

Halvbrygga 3 fas 200000 2,00E-008 2,00E-008 2,00E-008

Effektförlust I_DC/(w*C)

Helbrygga 1 fas 0,0001 0 0 0

Halvbrygga 1 fas 0,0001 0,0001225267 0,0091388699 0,0018235824

Helbrygga 3 fas 0,0001 0 0 0

Halvbrygga 3 fas 0,0001 4,410960E-005 0,0032899932 0,0006564897

IT

tan φ

Styrning

Switch frekvens 400000 400000 400000

Spänning/ström Datablad av transistor

fswitch

Spärrspänning 720 1200 720

Led Resistans Datablad 0,19 0,19 0,19

Spänning över i spärrande läge

Helbrygga 1 fas 150 150 150

Halvbrygga 1 fas 150 150 150

Helbrygga 3 fas 250 250 250

Halvbrygga 3 fas 250 250 250

Reaktiveffekt i C drain source C

Helbrygga 1 fas 7,30E-010 1,6425 1,6425 1,6425

Halvbrygga 1 fas 7,30E-010 1,6425 1,6425 1,6425

Helbrygga 3 fas 7,30E-010 4,5625 4,5625 4,5625

Halvbrygga 3 fas 7,30E-010 4,5625 4,5625 4,5625

Effektförlust tan φ

Helbrygga 1 fas 0,0001 0,00016425 0,00016425 0,00016425

Halvbrygga 1 fas 0,0001 0,00016425 0,00016425 0,00016425

Helbrygga 3 fas 0,0001 0,00045625 0,00045625 0,00045625

Halvbrygga 3 fas 0,0001 0,00045625 0,00045625 0,00045625

ON förluster P_fON (I_T^2*R_Ton)*(1/2-t_switch*f)

Helbrygga 1 fas 0,0029239766 0,2180899908 0,0435179698

Halvbrygga 1 fas 0,0029239766 0,2180899908 0,0435179698

Helbrygga 3 fas 0,0010526316 0,0785123967 0,0156664691

Halvbrygga 3 fas 0,0010526316 0,0785123967 0,0156664691

R_DC förluster R_DC

Helbrygga 1 fas 565000 0 0 0

Halvbrygga 1 fas 565000 0,1592920354 0,1592920354 0,1592920354

Helbrygga 3 fas 565000 0 0 0

Halvbrygga 3 fas 565000 0,4424778761 0,4424778761 0,4424778761

Total effektförlust

Helbrygga 1 fas 0,0123529064 0,8730169633 0,1747288791

Halvbrygga 1 fas 0,1654684886 0,595800517 0,2466564749

Helbrygga 3 fas 0,0060355263 0,3158745868 0,0644908765

Halvbrygga 3 fas 0,4454956393 0,6004151695 0,4747233143

Verkningsgrad

Helbrygga 1 fas 0,02% 0,19% 0,09%

Halvbrygga 1 fas 0,31% 0,13% 0,12%

Helbrygga 3 fas 0,01% 0,07% 0,03%

Halvbrygga 3 fas 0,85% 0,13% 0,23%

U_tspärr

RTon