Framtagning av antenn för mätning av mikrovågsläckage

Examensarbete

LITH-ITN-D--05/001--SE

Framtagning av antenn för mätning

av mikrovågsläckage

Ann-Sofie Nilsson

LITH-ITN-D--05/001--SE

Framtagning av antenn för mätning

av mikrovågsläckage

Examensarbete utfört i Elektronikdesign

vid Linköpings Tekniska Högskola, Campus

Norrköping

Ann-Sofie Nilsson

Handledare Olle Niklasson

Examinator Shaofang Gong

Rapporttyp Report category Examensarbete B-uppsats C-uppsats D-uppsats _ ________________ Språk Language Svenska/Swedish Engelska/English _ ________________ Titel Title Författare Author Sammanfattning Abstract ISBN _____________________________________________________ ISRN _________________________________________________________________

Serietitel och serienummer ISSN

Title of series, numbering ___________________________________

Datum

Date

URL för elektronisk version

Avdelning, Institution

Division, Department

Institutionen för teknik och naturvetenskap Department of Science and Technology

2005-03-10

x

x

LITH-ITN-D--05/001--SE

Framtagning av antenn för mätning av mikrovågsläckage

Ann-Sofie Nilsson

Vid utveckling av luckor till mikrovågsugnar behöver mätningar göras över ett visst frekvensområde, för att kunna bestämma luckans karaktäristik. Målet med det här examensarbetet var att ta fram en lämplig antenn för att mäta mikrovågsläckage i frekvensområdet 2,35-2,60 GHz. Antennen ska anslutas till ett befintligt mätsystem för mikrovågseffekt. De antenner som utvärderas är dels kommersiella antenner med linjär polarisation och dels en egendesignad mikrostripantenn med cirkulär polarisation. I rapporten beskrivs bland annat designprocessen för den egentillverkade antennen och de

simuleringsresultat som erhållits. De simuleringsmjukvaror som användes vid designen var Advanced Design System från Agilent och QuickWave-3D från QWED. I slutet redovisas mätresultat för de läckagemätningar som gjordes på en mikrovågsugn vid utvärderingen.

Upphovsrätt

Detta dokument hålls tillgängligt på Internet – eller dess framtida ersättare –

under en längre tid från publiceringsdatum under förutsättning att inga

extra-ordinära omständigheter uppstår.

Tillgång till dokumentet innebär tillstånd för var och en att läsa, ladda ner,

skriva ut enstaka kopior för enskilt bruk och att använda det oförändrat för

ickekommersiell forskning och för undervisning. Överföring av upphovsrätten

vid en senare tidpunkt kan inte upphäva detta tillstånd. All annan användning av

dokumentet kräver upphovsmannens medgivande. För att garantera äktheten,

säkerheten och tillgängligheten finns det lösningar av teknisk och administrativ

art.

Upphovsmannens ideella rätt innefattar rätt att bli nämnd som upphovsman i

den omfattning som god sed kräver vid användning av dokumentet på ovan

beskrivna sätt samt skydd mot att dokumentet ändras eller presenteras i sådan

form eller i sådant sammanhang som är kränkande för upphovsmannens litterära

eller konstnärliga anseende eller egenart.

För ytterligare information om Linköping University Electronic Press se

förlagets hemsida

http://www.ep.liu.se/

Copyright

The publishers will keep this document online on the Internet - or its possible

replacement - for a considerable time from the date of publication barring

exceptional circumstances.

The online availability of the document implies a permanent permission for

anyone to read, to download, to print out single copies for your own use and to

use it unchanged for any non-commercial research and educational purpose.

Subsequent transfers of copyright cannot revoke this permission. All other uses

of the document are conditional on the consent of the copyright owner. The

publisher has taken technical and administrative measures to assure authenticity,

security and accessibility.

According to intellectual property law the author has the right to be

mentioned when his/her work is accessed as described above and to be protected

against infringement.

For additional information about the Linköping University Electronic Press

and its procedures for publication and for assurance of document integrity,

please refer to its WWW home page:

http://www.ep.liu.se/

Framtagning av antenn för mätning av

mikrovågsläckage

Ann-Soe Nilsson

10 mars 2005

Sammanfattning

Vid utveckling av luckor till mikrovågsugnar behöver mätningar göras över ett visst frekvensområde, för att kunna bestämma luckans karaktäristik. Målet med det här ex-amensarbetet var att ta fram en lämplig antenn för att mäta mikrovågsläckage i fre-kvensområdet 2,35-2,60 GHz. Antennen ska anslutas till ett bentligt mätsystem för mikrovågseekt. De antenner som utvärderas är dels kommersiella antenner med lin-jär polarisation och dels en egendesignad mikrostripantenn med cirkulär polarisation. I rapporten beskrivs bland annat designprocessen för den egentillverkade antennen och de simuleringsresultat som erhållits. De simuleringsmjukvaror som användes vid desig-nen var Advanced Design System från Agilent och QuickWave-3D från QWED. I slutet redovisas mätresultat för de läckagemätningar som gjordes på en mikrovågsugn vid ut-värderingen.

Abstract

When developing doors to microwave ovens it acquires measurements to be made over a certain frequency range, in order to determine the characteristic for the door. The goal of this thesis work was to nd a suitable antenna in order to measure microwave leakage in the frequency range 2.35-2.60 GHz. The antenna is to be connected to an ex-isting measuring system for microwave power. The antennas that are evaluated are rst, commercial antennas with linear polarization and second, an own design of a microstrip antenna with circular polarization. In the report is described among others, the design process for the microstrip antenna and the simulation results that have been obtained. The simulation softwares that were used for this design were Advanced Design System from Agilent and QuickWave-3D from QWED. In the end of the report, the measuring results are presented for the leakage measurements that were made on a microwave oven during the evaluation.

Förord

Denna rapport är resultatet av ett examensarbete på 10 poäng D-nivå i Elektroteknik utfört vid Institutionen för Teknik och Naturvetenskap, ITN. Examensarbetet utgör avslutningen på min utbildning till en Teknologie Magisterexamen, 160 p, i Elektroteknik vid Linköpings universitet.

Författaren vill tacka uppdragsgivaren, Whirlpool Sweden AB, för att ha upplåtit tid och resurser för detta examensarbete, speciellt handledaren Olle Niklasson. Ett varmt tack riktas även till Ulf Nordh, för vägledning och goda råd. Jag vill även tacka Rickard Karlsson och Bo Ohlsson vid Whirlpool för hjälp under utvecklingsarbetet. Till sist vill jag tacka min examinator Shaofang Gong och Magnus Karlsson vid ITN.

Norrköping, 10 mars 2005 Ann-Soe Nilsson

Innehåll

Terminologi IX 1 Inledning 1 1.1 Bakgrund . . . 1 1.2 Mål . . . 1 1.3 Metod . . . 2 1.4 Rapportens disposition . . . 2 2 Teoribakgrund 3 2.1 Allmän RF-teori . . . 3 2.1.1 Mikrostripledare . . . 3 2.1.2 Impedansmatchning . . . 4 2.2 Allmän antennteori . . . 5 2.2.1 Strålningsmönster . . . 5 2.2.2 Gain . . . 6 2.2.3 Bandbredd . . . 6 2.2.4 Polarisation . . . 7 2.3 Patchantenner . . . 8 2.3.1 Allmänt . . . 8 2.3.2 Olika matningsalternativ . . . 9 2.3.3 Strålningsegenskaper . . . 10 2.4 Luckchoke . . . 11 3 Kommersiella antenner 13 3.1 Phycomp . . . 13 3.2 Rufa . . . 15 3.3 Titanis . . . 17 4 Design av patchantenn 19 4.1 Beräkningar . . . 20 4.1.1 Patch . . . 21 4.1.2 Mikrostripledare . . . 21 4.1.3 Kvartsvågstransformator . . . 22 4.2 Simuleringsresultat . . . 22

INNEHÅLL INNEHÅLL 5.1 MPDControl . . . 29 5.2 Mätresultat . . . 30 6 Resultat 35 7 Framtida utveckling 36 Litteraturförteckning 37 A Mått för patchantenn 38 B Uppmätt gain 39

Figurer

2.1 Mikrostrip . . . 4

2.2 Principen för en kvartsvågstransformator . . . 5

2.3 Exempel på ett omnidirektionellt strålningsmönster i 3D . . . 6

2.4 Bandbredd för Standing Wave Ratio 2 . . . 7

2.5 Cirkulär polarisation (övre), linjär polarisation (nedre) . . . 8

2.6 Rektangulär patchantenn . . . 8

2.7 Olika matningsätt för patchantenn . . . 9

2.8 Laddningsfördelning i substrat . . . 10

2.9 Elektriska fält i substrat . . . 10

2.10 Strålningsmönster för patchantenn . . . 11

2.11 Kortsluten transmissionsledare . . . 11

2.12 Princip för luckchoke . . . 12

2.13 Luckchoke i form av tänder . . . 12

3.1 Phycomp monterad på mönsterkort med SMA-kontakt . . . 13

3.2 SWR för Phycomp . . . 14

3.3 Uppmätt gain i dBi för Phycomp . . . 15

3.4 Rufa monterad på mönsterkort med SMA-kontakt . . . 15

3.5 SWR för Rufa . . . 16

3.6 Uppmätt gain i dBi för Rufa . . . 16

3.7 Swivelantenn Titanis . . . 17

3.8 SWR för Titanis . . . 17

3.9 Uppmätt gain i dBi för Titanis . . . 18

4.1 Cirkulärpolariserad patchantenn . . . 20

4.2 Layout för antenn i ADS . . . 23

4.3 Simulerad reektion i ADS som VSWR och i komplex form . . . 23

4.4 Layout för antenn med koaxmatning i en NTF radiation box i QW-3D . 24 4.5 VSWR för reektionen simulerad i QW-3D . . . 24

4.6 Simulerad reektion, komplex form, i QW-3D . . . 25

4.7 Simulerat Ez-fält under en period . . . 25

4.8 VSWR för antennen uppmätt med nätverksanalysator . . . 26

4.9 Reektionen i komplex form uppmätt med nätverksanalysator . . . 26

4.10 Cirkulärpolariserad patchantenn . . . 26

FIGURER FIGURER

5.1 Mätutrustning i skärmbur . . . 28

5.2 Läckagedetektor . . . 29

5.3 MPDControl . . . 29

5.4 Mätpunkter runt luckan . . . 30

5.5 Punkt 1 mätt med lasten 1 liter vatten . . . 30

5.6 Punkt 1 mätt med lasten 0,5 liter vatten . . . 31

5.7 Punkt 1 mätt med lasten 0,6 liter vatten . . . 31

5.8 Punkt 4 mätt med läckagedetektorn . . . 32

5.9 Punkt 4 mätt med spektrumanalysator . . . 32

5.10 Punkt 4 mätt med Titanis . . . 33

5.11 Punkt 4 mätt med Rufa . . . 33

5.12 Punkt 4 mätt med Phycomp . . . 33

5.13 Punkt 4 mätt med cirkulärpolariserad antenn . . . 34

Tabeller

4.1 Egenskaper för FR4-substrat . . . 20

B.1 Uppmätt gain för Titanis . . . 39

B.2 Uppmätt gain för Phycomp . . . 39

B.3 Uppmätt gain för Rufa . . . 39

B.4 Uppmätt gain för cirkulärpolariserad patchantenn . . . 40

Terminologi

Förkortning Förklaring

ADS Advanced Design System

LHCP Left Handed Circularly Polarized RHCP Right Handed Circularly Polarized QW-3D QuickWave-3D

SWR Standing Wave Ratio

VSWR Voltage Standing Wave Ratio vp Hastighet för en våg Z0 Karaktäristisk impedans ZL Lastens impedans r Permittivitet 0 Permittivitet i vakuum µr Permeabilitet µ0 Permeabilitet i vakuum λ/2 Halv våglängd λ/4 Kvarts våglängd

Kapitel 1

Inledning

Detta examensarbete är utfört vid Whirlpool Sweden AB i Norrköping. Koncernen är en av världens största tillverkare av vitvaror. Fabriken i Norrköping tillverkar mikrovågsug-nar och byggdes 1940. Företaget hette då NEFA, Norrköpings Elektrotekniska Fabriker och tillverkningen bestod av radiomottagare. 1955 började företaget tillverka svartvi-ta tv-apparater och 1962 kom tillverkningen av mikrovågsugnar igång. 1967 ssvartvi-tarsvartvi-tade tillverkning av färg-TV. Tillverkningen av TV-apparater lades ner helt 1987 och man satsade enbart på tillverkning av mikrovågsugnar.

1.1 Bakgrund

Vid utveckling av främst luckan till en mikrovågsugn är det önskvärt att kunna generera mikrovågor med en känd, stabil frekvens och amplitud, samt att kunna svepa över ett frekvensområde. En magnetron kan inte användas som mikrovågskälla vid dessa mät-ningar, då den är designad för en viss arbetsfrekvens och kan därför inte svepas över ett frekvensområde. Whirlpool har därför anskaat två stycken testsystem med tran-sistorbaserade mikrovågsgeneratorer som lämpar sig bra för utvecklingsändamål. Dessa genererar mikrovågor med en stabil, känd frekvens och amplitud, dock är uteekten betydligt lägre jämfört med vad en magnetron levererar. Generatorn kan ge en max-eekt på 100 W medan en magnetron ger ungefär 900 W. Det går att svepa mellan frekvenserna 2350 MHz och 2600 MHz. Förutom att mäta bland annat transmitterad och reekterad eekt, går det även att ansluta en antenn för att mäta mikrovågsläckage.

1.2 Mål

Att ta fram en antenn för att mäta mikrovågsläckage vid luckan på en mikrovågsugn. Detta för att kunna bestämma karaktäristiken för luckan i frekvensområdet 2,35-2,60 GHz. Antennen ska anslutas till ett bentligt testsystem för mätning av mikrovågseekt.

1.3. METOD KAPITEL 1. INLEDNING

I arbetet ingår även en utvärdering av det kompletta systemet. Då testsystemet kan ge-nerera mikrovågor i frekvensområdet 2350-2600 MHz ställer det krav på stor bandbredd hos antennen. Vidare är det viktigt att hitta en lösning så att avståndet från antenn till mätobjekt alltid är lika långt när mätning utförs, samt att utreda vilka förhållanden som bör gälla vid mätningar. Det här mätsystemet är inte avsett för att ersätta de ordi-narie läckagemätningarna som görs på mikrovågsugnarna. Därför är inte noggrannheten för nivåerna på läckaget så viktigt i det här fallet, utan det är karaktäristiken för hela frekvensintervallet som är intressant.

1.3 Metod

Följande upplägg är tänkt för att lösa uppgiften;

• Analys av vilken typ av antenn som är lämpligast för ändamålet, med avseende på polarisation och bandbredd.

• Simulering av antenn, görs med de elektromagnetiska simuleringsverktygen QuickWave-3D samt Advanced Design System.

• Tillverkning av antenn och nödvändig kringutrustning. • Testmätningar med den framtagna antennen.

• Eventuell komplettering av mjukvara. • Validera att mätresultat verkar rimliga. • Dokumentation av utfört arbete.

1.4 Rapportens disposition

Rapporten börjar med en teoridel för att ge läsaren en grundförståelse. Därefter följer en beskrivning av de olika kommersiella antenner som använts, samt mätresultat för att veriera dessa. Sedan beskrivs designprocessen för en egentillverkad antenn med tillhö-rande beräkningar, simuleringsresultat och verieringsresultat. Efter detta presenteras resultaten av de läckagemätningar som gjorts på en mikrovågsugn. Till sist följer en slutsats om arbetets resultat och förslag på framtida utveckling av arbetet.

Kapitel 2

Teoribakgrund

2.1 Allmän RF-teori [

5

][

9

]

Vid frekvenser över 500 MHz kan inte längre Kircho's lagar för ström och spänning tillämpas. När frekvensen ökar minskar våglängden för de elektromagnetiska vågorna, vilket leder till att spänningspotentialen i en ledare inte längre kan ses som oförändrad längs med ledaren. Istället kommer ström och spänning variera som vågor, med vari-erande fas och amplitud, i ledaren. För att analysera högfrekventa elektriska kretsar måste teorin för elektromagnetiska vågor istället användas.

Elektromagnetiska vågor färdas med olika hastighet i olika material. Därför är det mycket viktigt att ha god kunskap om materialets egenskaper för att kunna designa högfrekven-ta applikationer. Permittiviteten r och permeabiliteten µr för materialet tillsammans

med permittiviteten 0 och permeabiliteten µ0 för vakuum är viktiga parametrar för

beräkning av till exempel våglängd λ och hastighet för vågor vp.

2.1.1 Mikrostripledare

En mikrostripledare är en transmissionsledare som består av en metallstrip på ett di-elektriskt substrat med jordplan på undersidan. Kopparledare på mönsterkort är ett bra exempel på mikrostripledare. En av nackdelarna med mikrostripledare är att de har ganska höga strålningsförluster och att störningar kan fås mellan ledare som ligger nära varandra. För att avhjälpa detta kan ett substrat med hög permittivitet användas. Substratet ska även vara tunt för att minska strålningsförlusterna.

Den karaktäristiska impedansen för mikrostripledaren bestäms av bredden på stripen, samt substratets egenskaper. De matematiska uttrycken för beräkningar av mikrostri-pen, redovisas i kapitel 4.1.

2.1. ALLMÄN RF-TEORI KAPITEL 2. TEORIBAKGRUND

Figur 2.1: Mikrostrip

2.1.2 Impedansmatchning

Ström och spänning färdas som vågor i transmissionsledare. Om en last ansluts till en transmissionsledare där lastens impedans inte är densamma som ledarens karaktäristiska impedans, ZL6= Z0, kommer en del av den infallande vågen att reekteras tillbaka i

leda-ren vilket leder till att inte hela eekten erhålls i lasten. Förhållandet mellan amplituden på spänningen för den infallande och den reekterade vågen ges av reektionsfaktorn Γ0. Om Γ0 = 0 nns ingen reekterande våg. Detta sker, vilket ses i ekvationen nedan,

när lastens impedans är densamma som transmissionsledarens. Det vill säga, lasten är matchad till ledaren.

Γ0 =

V− V+ =

ZL− Z0

ZL+ Z0 (2.1)

Ett annat vanligt sätt att beskriva reektion är VSWR, Voltage Standing Wave Ratio. V SW R = 1 + |Γ0|

1 − |Γ0|

(2.2) För att få bästa möjliga överföring är det alltså viktigt att inimpedansen är densamma som lastens impedans. Om så inte är fallet krävs det att någon slags matchning görs emellan last och källa för att inte tappa eekt på grund av reektion. Två vanliga sätt att få matchning är att använda sig av en kvartsvågstransformator eller ett matchande nätverk av någon typ. Matchande nätverk kommer inte att tas upp i den här rapporten utan intresserade hänvisas till litteraturreferenser. Det bör noteras att alla delar i kedjan från last till källa påverkar impedansen, som till exempel kontakter, ledare etc. Därför är det viktigt att alla dessa delar är matchade för att slippa reektion.

Kvartsvågstransformator

En kvartsvågstransformator används för att matcha en reell impedans till en annan reell impedans. Det är en ganska enkel lösning jämfört med andra matchningsnätverk. Det är dock sällan impedansen är reell, men matchningen blir oftast tillfredsställande även om den imaginära delen av impedansen inte tas med i beräkningarna. Kvartsvågstransfor-matorn är en transmissionsledare med längden λ/4 som namnet antyder. Varför den är just en kvarts våglängd och hur man räknar ut dess karaktäristiska impedans förklaras lite kort här.

2.2. ALLMÄN ANTENNTEORI KAPITEL 2. TEORIBAKGRUND

Inimpedansen för en transmissionsledare med längden d karaktäristiska impedansen Z0

och lasten ZL ges av följande matematiska uttryck:

Zin(d) = Z0

ZL+ jZ0tan(2π_λ d)

Z0+ jZLtan(2π_λ d)

(2.3) Om transmissionsledaren är matchad till lasten, Z0 = ZL ses att Zin(d) = Z0, oavsett

ledarens längd. Sätts längden d till λ/4 fås följande: Zin(d = λ/4) = Z0 ZL+ jZ0tan(2π_λ λ₄) Z0+ jZLtan(2π_λ λ₄) = Z 2 0 ZL (2.4) alltså fås kvartsvågstransformatorns karaktäristiska impedans av följande uttryck: Z0 =

p

ZinZL (2.5)

Figur 2.2: Principen för en kvartsvågstransformator

2.2 Allmän antennteori [

3

][

4

][

6

][

7

]

En antenn kan denieras som en elektrisk ledare som omvandlar elektrisk energi till elektromagnetisk energi som strålas ut i omgivningen. Antennen kan även fungera om-vänt, det vill säga, den fångar upp elektromagnetisk energi och omvandlar denna till elektrisk energi. Samma antenn kan användas både för sändning och mottagning, då antennens egenskaper är i stort sett samma för båda fallen.

Egenskaperna för en antenn bestäms av många olika parametrar. De viktigaste kommer att beskrivas här.

2.2.1 Strålningsmönster

representa-2.2. ALLMÄN ANTENNTEORI KAPITEL 2. TEORIBAKGRUND

konstant radieavstånd från antennen och plottas som ett strålningsmönster kallas det power pattern.

En antenns strålningsmönster kan delas in i Isotropic, Directional och Omnidirectional. En isotropisk strålningskälla denieras som en hypotetiskt förlustfri antenn som strålar lika mycket i alla riktningar. Om en antenn strålar betydligt mer i en viss eller i vissa riktningar är det en riktad antenn. En omnidirektionell antenn denieras som att den inte har någon speciell riktning i ett plan och ett riktat mönster i ett ortogonalt plan.

Figur 2.3: Exempel på ett omnidirektionellt strålningsmönster i 3D

2.2.2 Gain

Med antennens gain menas ett mått på direktiviten för antennen, alltså hur bra anten-nen är på att sända den tillförda eekten i den riktning som är tänkt. Gain denieras som förhållandet mellan intensiteten för antennen i en given riktning, jämfört med in-tensiteten för en isotropisk antenn och mäts i dBi. Det går även att jämföra med en halvvågsdipol istället för en istropisk antenn, enheten är då dBd. 0 dBd motsvarar 2,15 dBi.

2.2.3 Bandbredd

Bandbredden för en antenn kan denieras på många olika sätt. Ett vanligt sätt är att titta på reektionen, S11 och se hur stort frekvensområde som har mindre än en viss reektion. S11 ses ofta antingen i linjär eller logaritmisk skala eller som SWR, Standing Wave Ratio. Bandbredden uttrycks ofta i procent, alltså hur stor bandbredden är i förhållande till centerfrekvensen. Se gur 2.4. Oftast mäts bandbredden för SWR = 2 vilket motsvarar en reektion på -9,5 dB.

2.2. ALLMÄN ANTENNTEORI KAPITEL 2. TEORIBAKGRUND

Figur 2.4: Bandbredd för Standing Wave Ratio 2

2.2.4 Polarisation

Polarisationen för en våg denieras som riktningen på vågens elektriska fält som en funktion av tiden. Om den elektriska fältvektorn följer en rak linje är polarisationen linjär. Alla vågor kan delas upp i två linjärt polariserade komponenter. Om dessa är i fas bildar summan av dessa komponenter vid olika tidpunkter, en rak linje. Alltså är polarisationen då linjär. Är de båda komponenterna däremot inte i fas kommer summan av dessa vektorer att vid olika tidpunkter vrida sig runt en axel i utbredningens riktning och bilda en spiralformad graf med periodiskt varierande amplitud. Utseendet på grafen styrs av amplituden och fasen för de båda grundkomponenterna. När amplituden varierar periodiskt blir grafen ellipsformad och polarisationen sägs därför vara just elliptisk Ett specialfall är när de båda komponenterna har samma amplitud och fasskillnaden är exakt 90◦_{, då blir ellipsen till en cirkel istället och polarisationen sägs då istället vara}

cirkulär.

Om vridningen för den elektriska fältvektorn går motsols när vågen kommer emot ob-servatören är den högerhandspolariserad (RHCP, Right Handed Circularly Polarized). Vrider sig den istället medsols är den vänsterhandspolariserad (LHCP, Left Handed Circularly Polarized).

Det nns två huvudtyper av antenner som skapar cirkulär polarisation. Den ena är den typ av antenner som beskrivits innan som består av två linjärt polariserade komponenter med 90◦_{fasförskjutning. Den andra huvudtypen är antenner som är antingen spiral- eller}

helixformade, vilket ganska tydligt kan ses att de har en cirkulärt strålande struktur. Antenner med samma typ av polarisation bör användas för sändare och mottagare för att få bästa möjliga överföring. Används till exempel en horisontellt, linjärt polariserad antenn som sändare, bör en horisontellt, linjärt polariserad antenn också användas som mottagare. Detsamma gäller för cirkulär polarisation, om sändaren är cirkulärt polari-serad kommer inte en linjärt polaripolari-serad mottagare att kunna ta emot hela signalen och tvärtom.

2.3. PATCHANTENNER KAPITEL 2. TEORIBAKGRUND

Figur 2.5: Cirkulär polarisation (övre), linjär polarisation (nedre)

2.3 Patchantenner [

1

][

2

][

4

][

6

]

2.3.1 Allmänt

En patchantenn är precis som en mikrostrip uppbyggd av två metallager med ett die-lektriskt substrat emellan, varav det ena metallagret är ett jordplan och det andra är själva patchen. Patchantenner tillhör klassen resonanta antenner. En rektangulär pat-chantenn, som den i gur 2.6, blir resonant vid en viss frekvens när längden L är ungefär halva den frekvensens våglängd . Det går även att konstruera patchantenner som är en kvarts våglängd långa, men det kommer inte att tas upp i den här rapporten.

Figur 2.6: Rektangulär patchantenn

Patchen kan ha många olika utseenden men det vanligaste är dock att ha enkla geomet-riska former som till exempel rektangulära och cirkulära på grund av att det är lättare att göra beräkningar på dessa typer. Symmetriska patchar ger linjär polarisation och osymmetriska patchar ger cirkulär polarisation. För att erhålla cirkulär polarisation hos en rektangulär patchantenn kan exempelvis två diagonala hörn trunkeras, vilket gör att patchen får en osymmetrisk form. Om detta beskrivs mer senare i rapporten. Ett annat vanligt sätt att ändra en patchantenns egenskaper är att skära ut olika slitsar i patchen.

2.3. PATCHANTENNER KAPITEL 2. TEORIBAKGRUND

Genom att konstruera en patchantenn med två matningar så kan dualband erhållas, det vill säga antennen är resonant vid två olika frekvenser. För detta krävs att patchen matas dels från långsidan och dels från kortsidan. Längden på patchen bestämmer den ena resonansfrekvensen och bredden den andra. Om längden och bredden på patchen görs lika långa uppstår korspolarisation, det vill säga två ortogonala linjärt polariserade elektromagnetiska fält med samma fas och amplitud erhålls. Om amplituden är samma för de båda matningarna och den ena matningen fördröjs med 90◦ _{erhålls cirkulär}

po-larisation. Detta är den metod som valdes för att designa en cirkulärpolariserad antenn för det här examensarbetet. Mer om detta beskrivs senare i rapporten.

Patchantenners enkla konstruktion gör att de är relativt billiga att tillverka och mass-producera, vilket gör dem mycket populära. Andra fördelar är bland annat att de är små, platta och bara väger några gram. Dom största nackdelarna är dålig bandbredd, stora förluster, låg förstärkning och att de bara klarar en eekt upp till 100 W. För att få bättre bandbredd och även eekt kan era patchar kopplas ihop med varandra till en så kallad patch-array. Dessa kan till exempel ha resonansfrekvenser som är lite förskjutna från varandra för att täcka upp ett större frekvensområde. Patcharna kan även placeras med olika vinklar för att få olika polarisation. Det är dock relativt svårt att designa en patch-array, då det är lätt att de olika patcharna interferar med varandra. En annan nackdel är också att de blir fysiskt stora.

2.3.2 Olika matningsalternativ

De tre vanligaste sätten att mata en patchantenn är koaxial-matning, mikrostrip och aperture-coupled. Vid matning med koaxial-prob kommer proben upp underifrån genom jordplanet och substratet. En fördel är att proben kan placeras på valfri plats på patchen för att uppnå matchning för önskad impedans, då impedansen varierar på patchen. Mat-ning med mikrostripledare är väldigt praktiskt då patchantennen kan etsas på samma substrat som tillhörande kretsar i designen, som till exempel förstärkare och lter samt att inga hål behöver göras i substratet.

Figur 2.7: Olika matningsätt för patchantenn

Aperture-coupled innebär kort beskrivet att ett extra substratlager läggs under jordpla-net och mikrostripledaren ligger på det lagret istället. Sedan görs en slits i jordplajordpla-net så att det blir en koppling mellan mikrostripledaren och patchen. Genom att ändra

ut-2.3. PATCHANTENNER KAPITEL 2. TEORIBAKGRUND

Valet av substrat är väldigt viktigt när patchantenner ska konstrueras. De bästa an-tennegenskaperna fås då substratet är tjockt och permittiviteten r är låg. Detta är

tvärtemot vad som önskas i vanliga fall när andra applikationer ska göras på mönster-kort, då ett tunt substrat med hög permittivitet är att föredra. När patchen etsas på samma substrat som övriga kretsar i en applikation måste en kompromiss göras när det gäller val av substrat. Oftast väljs någonting mitt emellan. Ett bättre sätt är att använ-da matningssättet aperture-coupled, då skilanvän-da substrat kan använanvän-das för patchantennen och resten av konstruktionen. Nackdelen är att detta är en dyrare konstruktion.

2.3.3 Strålningsegenskaper

Strålningen från en rektangulär patchantenn kan ses som ett halvklot som strålar ut från patchens ovansida. Om jordplanet för antennen inte är så stort erhålls dock även lite strålning på undersidan av antennen. När patchen matas på ena kortsidan uppstår en laddningsfördelning som man kan se i gur 2.8.

Figur 2.8: Laddningsfördelning i substrat

På grund av att lika laddningar repellerar varandra, trycks laddningen från undersidan av patchen ut runt kanterna och upp till ovansidan. Dock dominerar den attraherande kraften mellan laddningarna mer, så den största laddningskoncentrationen och ström-ödet nns under patchen. I gur nedan visas de elektriska fälten i substratet.

Figur 2.9: Elektriska fält i substrat

De elektriska fälten ger upphov till magnetiska fält runt patchen. I gur 2.10 syns de elektriska och magnetiska fälten runt patchen. Notera att de elektriska fältlinjerna böjer av runt kanterna, detta kallas fringing elds. Detta medför att patchen upplevs som elektriskt större än geometriskt, vilket måste tas hänsyn till i de matematiska beräk-ningarna av patchen.

2.4. LUCKCHOKE KAPITEL 2. TEORIBAKGRUND

Figur 2.10: Strålningsmönster för patchantenn

2.4 Luckchoke [

8

]

För att hindra läckage i springorna vid luckan på en mikrovågsugn används luckchokar. En förenklad modell av en choke är en transmissionsledning som är kortsluten i ena änden, vilket innebär att impedansen vid kortslutningen är noll. Impedansen varierar sedan längs ledaren. En kvarts våglängd från kortslutningen är impedansen oändligt stor och en halv våglängd ifrån kortslutningen är impedansen återigen noll. Se gur.

Figur 2.11: Kortsluten transmissionsledare

I gur 2.12 visas principen för en luckchoke. En metallisk cka som är en kvarts våglängd djup, transformerar sin kortslutna ände till en punkt en halv våglängd därifrån. Vilket innebär att impedansen är noll i punkt A, C och D. Mikrovågorna inne i ugnens kavitet upplever då en kortslutning i punkt C, mellan lucka och kavitet.

I praktiken är det ingen perfekt kortslutning utan en väldigt liten impedans som varierar beroende på hur stor spalten är mellan lucka och kavitet, det vill säga hur mycket luckan är öppen.

När luckan är stängd bildar kaviteten och luckan två parallella metallplan, vilket kan ses som en kondensator. Detta gör att det skapas ytströmmar som går runt kavitetsöpp-ningen, vilket ger läckage ut från luckspalten. För att avhjälpa detta klipps luckchoken upp i så kallade tänder, vilket ger avbrott i metallplanet och gör att strömmen inte lika lätt kan yta runt i den riktningen. Se gur 2.13 för exempel. Detta leder dock till att luckchoken ej är λ/4 längre. Det är många faktorer som inverkar på läckaget. Genom att simulera luckchoken i simuleringsmjukvara på en PC justeras luckchoken för att ge

2.4. LUCKCHOKE KAPITEL 2. TEORIBAKGRUND

Figur 2.12: Princip för luckchoke

Figur 2.13: Luckchoke i form av tänder

Det är väldigt svårt att avgöra polarisationen på mikrovågsläckaget, då det som sagt nns era orsaker till läckaget. Det läckage som härrör ifrån de ytströmmar som går runt kavitetsöppningen har en given polarisation. Men på det läckage som ges av den inte helt perfekta luckchoken går det inte att avgöra polarisation. Utöver de orsaker till läckage som beskrivits så påverkar även diskontinuiteter, som till exempel hörnen på luckan och gångjärn, läckaget. Även detta påverkar polarisationen på läckaget.

Den största delen av mikrovågsläckaget antas ha samma polarisation men andra polari-sationer förekommer också. Därför ska mätningar göras med antenner med både linjär och cirkulär polarisation för att utreda vilken typ av antenn som passar bäst för ända-målet.

Som nämnts tidigare simuleras luckchoken för att erhålla en bra design. Ett problem är dock att en simulering av hela luckan med hörn och gångjärn etc. tar alldeles för mycket tid och minne för att kunna simuleras på en PC. Därför simuleras bara en liten del av luckchoken, vilket inte ger hela verkligheten. Mer om detta tas upp senare i rapporten.

Kapitel 3

Kommersiella antenner

Efter överläggning med handledaren bestämdes ganska tidigt i examensarbetet att även bentliga antenner på marknaden skulle undersökas om de kunde användas till det här arbetet. Tre olika antenner undersöktes, dessa presenteras här. Datablad för de olika antennerna nns på leverantörernas hemsidor [10][11]. Polarisationen för dessa antenner är linjär, tyvärr hittades ingen lämplig antenn med cirkulär polarisation. Istället de-signades en egen antenn med cirkulär polarisation. De kommersiella antennerna valdes främst på grund av kostnad och tillgänglighet, då det var viktigt att komma igång med mätningar så fort som möjligt, samt att de även uppfyllde kraven på bandbredd.

3.1 Phycomp

Detta är en erlagers chipantenn avsedd för att montera på ett mönsterkort. Den till-verkas av Phycomp, därför kommer den härefter att kallas Phycomp för enkelhetens skull.

Figur 3.1: Phycomp monterad på mönsterkort med SMA-kontakt

Phycomp är främst avsedd att användas för Bluetooth- och WLAN-applikationer, därför är antennen specicerad för 2.4-2.5 GHz. Men som kan ses i datablad är VSWR under 2 i frekvensområdet 2.35-2.6 GHz, vilket är mycket bra. Polarisationen är linjär och gain

3.1. PHYCOMP KAPITEL 3. KOMMERSIELLA ANTENNER

Chipantennen är som sagt avsedd för att monteras på ett mönsterkort. Ett enkelt möns-terkort på 25 x 23 mm tillverkades därför med en SMA-kontakt samt en mikrostripledare som matning till antennen. Se gur 3.1. Som substrat användes FR-4 med permittiviten 4,5 och höjden 0,8 mm. Under själva chipantennen etsas jordplanet bort. Antennen och SMA-kontaktens impedans är 50Ω, varvid mikrostripen designas för den impedansen. När den färdigmonterade antennnen uppmättes med en nätverksanalysator var dock inte antennen så bra matchad. Detta beror troligen på att lödtennet som används för att fästa antenn och SMA-kontakt påverkar impedansen. Mätresultaten för antennen visas i gur 3.2. Som synes ligger resonansfrekvensen alldeles fel vid 2,35 GHz istället för 2,45 GHz som tänkt. Detta gör att SWR för de högre frekvenserna ligger alldeles för högt för att vara acceptabelt.

Figur 3.2: SWR för Phycomp

Några enkla mätningar gjordes även för att mäta upp antennens gain. För att mäta upp gain för antenner behövs egentligen speciell utrustning. Men nu användes en kalibrerad hornantenn som sändare och mottagarantennen vreds sedan manuellt 0, 30, 60 och 90◦_åt

vänster sett om mottagarantennen betraktas framifrån, där 0◦ _{motsvarar antennen rakt}

framifrån. Denna mätning ger bara ett ungefärligt värde på antennens gain och gjordes mest för att kunna göra en jämförelse mellan de olika antennerna. Först kalibrerades sändarantennen med en likadan hornantenn som mottagare för att kunna räkna ut vilken eekt som sändaren ger. Gain är känd för de båda hornantennerna. Den utsända eekten beräknas med följande formel, där d är avståndet mellan antennerna.

Pt= Pr GrGt  4πd λ 2 (3.1) där λ ges av: λ = c f (3.2)

3.2. RUFA KAPITEL 3. KOMMERSIELLA ANTENNER

Därefter byts mottagarantennen ut mot den antenn som ska uppmätas och gain räknas ut som följer. Gr= Pr PtGt  4πd λ 2 (3.3)

Figur 3.3: Uppmätt gain i dBi för Phycomp

Som synes ligger gain under 0 dBi vilket inte är bra. Bäst gain fås runt 2,35 GHz, vilket stämmer med Phycomps resonansfrekvens. Det dåliga resultatet för gain antas bero på den höga reektionen i frekvensintervallet. De uppmätta värdena nns även i tabell B.2.

3.2 Rufa

Rufa är liksom Phycomp en erlagers chipantenn främst avsedd för Bluetooth- och WLAN-applikationer. Tillverkaren är GigaAnt. Polarisationen för Rufa är även den lin-jär och gain ligger runt 4 dBi. SWR är något sämre än Phycomp, vilket kan ses i datablad.

3.2. RUFA KAPITEL 3. KOMMERSIELLA ANTENNER

troligen har samma orsak som för Phycomps antenn. En svårighet med Rufa är att lö-dytorna sitter under chippet, vilket gör att den inte kan lödas med en vanlig lödpenna utan helst ska lödas i en lödugn. Då ingen sådan ugn fanns att tillgå för tillfället använ-des en varmluftspistol istället vilket också kan ha bidragit till den dåliga matchningen. Mätresultaten för Rufa visas i gur 3.5 nedan. Även här ligger resonansfrekvensen fel vid 2,56 GHz, men SWR är för högt även vid resonansfrekvensen vilket innebär att antennen inte är speciellt bra.

Figur 3.5: SWR för Rufa

Nedan visas uppmätt gain. Rufa är bäst anpassad runt 2,6 GHz vilket syns i gur 3.6 där bäst gain, 2 dBi, erhålls vid 2,6 GHz. De uppmätta värdena nns även i tabell B.3.

3.3. TITANIS KAPITEL 3. KOMMERSIELLA ANTENNER

3.3 Titanis

Titanis kommer även den ifrån GigaAnt. Men detta är en halvvågs monopolantenn som går att rotera 360◦_{, en så kallad swivelantenn. Denna antenn är helt fristående och har}

en SMA-kontakt färdigmonterad. Den totala längden med SMA-kontakten inräknad är ungefär 7 cm.

Figur 3.7: Swivelantenn Titanis

Titanis är även den främst avsedd för Bluetooth- och WLAN-applikationer. Men den har en bandbredd på över 300 MHz för VSWR 2, vilket gör den mycket lämpad för det här projektet. Polarisationen är linjär även här och gain ligger på 4 dBi.

En stor fördel med den här typen av antenn är att den är matchad till 50Ω och levereras färdig med en SMA-kontakt. Detta gör att det inte behövs någon ytterligare extern matchning, vilket gör att de matchningsproblem som erhölls med de chipmonterade antennerna inte fås här.

Nedan visas resultatet för Titanis uppmätt med en nätverksanalysator. Som synes ligger VSWR under 1,8 i hela intervallet 2,35-2,6 GHz, vilket är mycket bra.

3.3. TITANIS KAPITEL 3. KOMMERSIELLA ANTENNER

I gur 3.9 visas uppmätt gain för Titanis. Gain ligger runt 4 dBi, vilket stämmer med datablad. De uppmätta värdena nns även i tabell B.1.

Kapitel 4

Design av patchantenn

För att enklare kunna designa patchantenner nns det mycket bra utvecklingsverktyg att använda sig av. De två som använts för det här arbetet är Advanced Design System (ADS) från Agilent och QuickWave-3D (QW-3D) från QWED. Dessa är elektromag-netiska simuleringsverktyg som gör beräkningar enligt FDTD (Finite Dierence Time Domain).

Det nns era sätt att erhålla cirkulär polarisation hos en patchantenn. Under det här arbetet provades två lösningar. Först användes en nästan kvadratisk patch med trunke-ring av två diagonala hörn. Skillnaden i längd på diagonalerna ska motsvara en kvarts våglängd. Patchen matades med en mikrostripledare. Denna konstruktion slopades dock ganska fort då den blev relativt smalbandig och det var svårt att få till måtten så att den blev bra. Istället lades den mesta tiden på att designa en kvadratisk patchantenn med två matningar, varav den ena är fasförskjuten med en kvarts våglängd.

Denna konstruktion använder sig av kvartsvågstransformatorer för att impedansanpas-sa antennen till 50Ω. Vid kanterna på patchen, är enligt simuleringsresultat, impedan-sen 245Ω. På båda matningarna ansluts därför en kvartsvågstransformator som ändrar impedansen till 50Ω. Därefter följer en 50 ohms matchad mikrostripledare på båda matningarna, varav den ena är en kvarts våglängd längre än den andra för att få 90◦

fasförskjutning. Sedan följer en T-koppling ut till en matning. Vid en T-koppling gäl-ler att matningen bara känner halva impedansen, vilket gör att impedansen är 25Ω i T-kopplingen. Därför avslutas matningsnätverket med en kvartsvågstransformator som ändrar impedansen från 25Ω till 50Ω. Observera att impedansen endast är 50Ω pre-cis i kanten på kvartsvågstransformatorn. Önskas en längre matningsledare går det att ansluta en 50 ohms transmissionsledare av valfri längd.

Hela matningsnätverket består av mikrostripledare, då detta är den enklaste lösningen för att realisera kvartsvågstransformatorerna. Som nämnts i kapitel 2.3.2 blir resultatet bäst om patchen och mikrostripledarna läggs på separata substrat. I det här fallet fanns det dock ingen möjlighet att tillverka erlagerskort. I och med att hela konstruktionen ligger på ett ganska tjockt substrat, gör det att även mikrostripledarna kommer att avge en viss strålning. I gur 4.1 ses tydligt att hela konstruktionen inte är symmetrisk, vilket

4.1. BERÄKNINGAR KAPITEL 4. DESIGN AV PATCHANTENN

Figur 4.1: Cirkulärpolariserad patchantenn

4.1 Beräkningar

Här redovisas de matematiska beräkningar som designen grundar sig på. De slutliga måtten för patchantennen redovisas i bilaga 1. I tabellen nedan visas egenskaperna för FR4-substratet som användes. Egentligen är FR4-substrat inte lämpligt för antenntill-verkning, men designen prövades på detta substrat först. Dock hann inte någon annan antenn designas för något annat substrat, på grund av tidsbrist.

Permittivitet, r 4,5

Loss tangent, tanδ 0,02 Permeabilitet, µr 1

Höjd, h 1,5 mm Tjocklek på koppar 35 µm

Konduktivitet, σ 5,8e7 siemens/m Tabell 4.1: Egenskaper för FR4-substrat

4.1. BERÄKNINGAR KAPITEL 4. DESIGN AV PATCHANTENN

4.1.1 Patch [4]

Med hjälp av en modell för transmissionsledare kan preliminära mått beräknas för själva patchen. För patchantenner med större bandbredd rekommenderas det att kavitetsmo-dellen används istället. Men i de esta fall räcker det med transmissionsledarmokavitetsmo-dellen. Längden för patchen beräknas med följande formel.

L = c 2f√ef f

− 2∆ (4.1)

där den eektiva dielektriska konstanten ef f ges av:

ef f = r+ 1 2 + r− 1 2  1 + 10h w −1/2 (4.2) och fringing factor ∆ av:

∆ h = 0, 412 ef f + 0, 300 ef f − 0, 258 w h + 0, 262 w h + 0, 813 (4.3) Eftersom patchen ska vara kvadratisk är L = w. Dessa matematiska beräkningar ger som sagt bara preliminära mått för patchen. Sedan användes simuleringsmjukvara för att få fram mer exakta mått. I det här fallet sjönk patchens resonansfrekvens med ungefär 500 MHz, när matningsnätverket för patchen kopplades in. Vilket också medförde att de beräknade måtten inte riktigt stämde överens med de slutliga måtten.

4.1.2 Mikrostripledare [5]

Om en mikrostrip är matchad, har längden på stripen ingen betydelse. Men för att till exempel förskjuta en signal 90◦_{, alltså en kvarts våglängd, behöver våglängden kunna}

beräknas för mikrostripen. Detta görs med följande uttryck: λ = c

f√ef f

(4.4) Bredden på mikrostripen är mycket viktig, då den bestämmer för vilken impedans mik-rostripen är matchad. Följande matematiska uttryck nedan, kan användas för att räkna ut mikrostripens bredd. Beroende på höjd-breddförhållandet används olika uttryck. Om w/h ≤ 2 gäller följande:

w h =

8eA

e2A_{− 2} (4.5)

där faktor A ges av: r

4.2. SIMULERINGSRESULTAT KAPITEL 4. DESIGN AV PATCHANTENN

Zf är vågens impedans i vacuum och ges av följande uttryck:

Zf = p µ0/0 (4.7) För w/h ≥ 2 gäller: w h = 2 π  B − 1 − ln(2B − 1) + r− 1 2r  ln(B − 1) + 0, 39 − 0, 61 r  (4.8) där faktor B ges av:

B = Zfπ 2Z0

√ r

(4.9) I simuleringsmjukvaran ADS nns ett program som heter LineCalc, för uträkningar av längd och bredd på en mikrostrip. Detta program ger mer noggranna beräkningar än de matematiska uttrycken ovan, samt att det är mycket lättanvänt. Därför användes LineCalc för beräkningarna till den här designen istället.

Vid en 90-gradersböj på en mikrostrip ökar bredden på ledaren, vilket ger en oönskad kapacitans. Detta i sin tur leder till sämre matchning. För att motverka detta görs så kallade mitrehörn, vilket innebär att en del av hörnet trunkeras. Det nns matematiska uttryck för hur hörnet ska trunkeras optimalt. Men eftersom detta är mer kritiskt vid högre frekvenser än 2,45 GHz, så trunkerades alla hörn 45◦ _{för att få en enklare design.}

4.1.3 Kvartsvågstransformator [

5]

Impedansen för kvartsvågstransformatorn beräknas som visats i kapitel 2.1.2: Zline=

√ ZinZL

där Zin är inimpedansen och ZL är lastens impedans.

Därefter räknas längd och bredd ut som vanligt för en mikrostrip. Även till detta an-vändes LineCalc.

4.2 Simuleringsresultat

Här redovisas simuleringsresultaten från ADS och QW-3D. Först visas resultaten från ADS sedan visas de från QW-3D.

Centerfrekvensen i spannet 2,35-2,6 GHz ligger på 2,475 GHz men patchantennen desig-nades för centerfrekvensen 2,45 GHz, då det är den frekvens magnetronen i mikrovågsug-nen arbetar på. Detta gör att reektiomikrovågsug-nen blir relativt hög vid 2,6 GHz eftersom den ligger längre bort från centerfrekvensen.

4.2. SIMULERINGSRESULTAT KAPITEL 4. DESIGN AV PATCHANTENN

I gur 4.2 visas layouten för den cirkulärt polariserade patchantennen i ADS. Det som syns i guren är ledarlagret.

Figur 4.2: Layout för antenn i ADS

Som synes i simuleringsresultaten i gur 4.3 blir inte bandbredden speciellt bra, vilket är en stor nackdel med mikrostripantenner. Men med det substrat som används bedöms än-då resultatet vara tillfredsställande. Impedansen i matningspunkten är 50 · 1, 045 = 52, 25, vilket kan ses i det komplexa diagrammet. Detta visar att impedansmatchningen med kvartsvågstransformatorer fungerade mycket bra.

Figur 4.3: Simulerad reektion i ADS som VSWR och i komplex form

I gur 4.4 visas layouten för antennen i QW-3D. Som namnet antyder görs designen i 3D, vilket ger en mycket bra överblick. Däremot är det lite mer avancerat att rita upp layouten, vilket gör inlärningsfasen lite längre jämfört med ADS. För att kunna simu-lera antennens strålningsmönster läggs en Near To Far eld radiation box runt antennen.

4.2. SIMULERINGSRESULTAT KAPITEL 4. DESIGN AV PATCHANTENN

Figur 4.4: Layout för antenn med koaxmatning i en NTF radiation box i QW-3D Nedan visas det simulerade resultatet av reektionen för antennen i QW-3D. Samma mått som användes för antennen när den simulerades i ADS användes även här. Som det kan ses i grafen nedan, erhölls en något lägre resonansfrekvens än vid simuleringen i ADS. En förklaring till det kan vara att i ADS tas ingen hänsyn till storleken på jord-planet utan det anses vara oändligt. Sedan är det inte säkert att samma matematiska algoritmer används i de båda simuleringsmjukvarorna.

Figur 4.5: VSWR för reektionen simulerad i QW-3D

Ingen justering gjordes av måtten på antennen, utan den antenn som tillverkades hade de mått som simulerats här. Detta på grund av att det inte går att avgöra vilken mjukvara som ger det resultat som är mest nära verkligheten, samt att resonansfrekvensen för den verkliga antennen av erfarenhet inte brukar stämma exakt med simuleringen ändå. Som beskrevs i kapitel 3 kan detta bero på problem med matchning när till exempel en SMA-kontakt monteras på kortet. En annan bidragande orsak tros vara att egenskaperna för substratet varierar, vilket innebär att det substrat som används kanske inte har exakt de egenskaper som angetts i simuleringen.

När den simulerade reektionen visas i komplex form syns även här att resultatet skiljer sig något från simuleringsresultatet från ADS.

4.2. SIMULERINGSRESULTAT KAPITEL 4. DESIGN AV PATCHANTENN

Figur 4.6: Simulerad reektion, komplex form, i QW-3D

För att se den cirkulära polarisationen gjordes en simulering av Ez- fältet en bit ovanför patchen. Bilderna nedan är tagna under en period med 90◦ _{mellan varje bild.}

Figur 4.7: Simulerat Ez-fält under en period

Reektionen för den tillverkade antennen mättes sedan upp i en nätverksanalysator. Precis som väntat skiljde sig den uppmätta resonansfrekvensen från den simulerade. Men resultatet bedömdes ändå som tillfredsställande. Det som bör noteras är att karak-täristiken för reektionen, förutom resonansfrekvensen, ändå stämmer väldigt bra med simuleringsresultaten. Kurvan är lite ackare under resonansfrekvensen, för att sedan

4.2. SIMULERINGSRESULTAT KAPITEL 4. DESIGN AV PATCHANTENN

Figur 4.8: VSWR för antennen uppmätt med nätverksanalysator

I det komplexa diagrammet nedan, ses att antennen inte riktigt är matchad till 50Ω då kurvan inte riktigt skär mittpunkten i Smith-diagrammet.

Figur 4.9: Reektionen i komplex form uppmätt med nätverksanalysator

Figur 4.10: Cirkulärpolariserad patchantenn

I gur 4.10 visas en bild på den färdiga cirkulärpolariserade patchantennen. Den totala storleken på antennen blev 6 x 6 cm och 1,5 mm tjock.

4.2. SIMULERINGSRESULTAT KAPITEL 4. DESIGN AV PATCHANTENN

I gur 4.11 visas antennens gain som simulerats i QW-3D vid resonansfrekvensen 2,42 GHz. Simuleringen visar 360 graders vridning av antennen, där den vänstra halvan av diagrammet motsvarar undersidan av patchen. E phi (grön) och E theta (blå) är två ortogonalt polariserade E-fält. Om antennen skulle varit perfekt cirkulärt polariserad skulle E phi och E theta ge samma gain, vilket de dock inte gör här. I det här fallet är det E phi som är intressant vid jämförelse med de uppmätta resultat som visas i gur 4.12. De simulerade värdena nns i tabell B.5.

Figur 4.11: Simulerad gain för patchantenn

Nedan visas uppmätt gain. Bäst gain, 1,7 dBi, fås vid resonansfrekvensen 2,5 GHz. Vid simulering i QW-3D låg resonansfrekvensen på 2,42 GHz och simulerad maxgain vid den frekvensen var 4,85 dBi, vilket skiljer sig en del från det uppmätta resultatet. Detta beror till stor del på att värdena på den uppmätta, mottagna eekten lästes ur en graf, vilket inte gav så stor noggrannhet. De uppmätta värdena nns även i tabell B.4.

Kapitel 5

Mätningar på mikrovågsugn

Här redovisas de mätresultat som erhölls vid de läckagemätningar som gjordes på en mikrovågsugn. Fyra olika antenner testades, Titanis, Rufa, Phycomp samt den cirkulär-polariserade antenn som tillverkades.

På Whirlpool nns ett skärmat rum som är absolut störningsfritt. Det används för att mäta emission från mikrovågsugnar, alltså hur mycket ugnarna stör omgivningen. Ett försök gjordes att utföra läckagemätningarna i ett vanligt rum, men mycket störningar erhölls då i mätresultaten. Istället utfördes mätningarna i det skärmade rummet, vilket gav ett bättre resultat. På grund av längden på bentliga kablar och lättillgänglighet till PC, placerades all mätutrustning inne i skärmburen.

Figur 5.1: Mätutrustning i skärmbur

ge-5.1. MPDCONTROL KAPITEL 5. MÄTNINGAR PÅ MIKROVÅGSUGN

neratorn som ger en maxeekt på 100 W. Generatorn styrs med en PC-baserad mjukvara som beskrivs senare. Slutligen kopplas antennen till en läckagedetektor som är ansluten till mikrovågsgeneratorn.

Figur 5.2: Läckagedetektor

5.1 MPDControl

MPDControl är en mjukvara för att styra mikrovågsgeneratorn. Med den går det att välja vilken uteekt, 0-100 W, som önskas. Det går även att välja frekvensområde mellan 2,35 GHz och 2,6 GHz, antingen körs en frekvens eller annars går det att svepa över ett frekvensintervall. MPDControl har även grask presentation av mätdata. I grafen plottas den tillförda eekten (grön), den reekterade eekten (blå), den resulterande eekten (orange) samt den detekterade eekten (röd) som uppmätts med antennen. Se gur 5.3.

5.2. MÄTRESULTAT KAPITEL 5. MÄTNINGAR PÅ MIKROVÅGSUGN

5.2 Mätresultat

Ett antal mätpunkter bestämdes runt luckan på mikrovågsugnen. Se gur 5.4. Dessa punkter valdes för att läckaget upplevdes något högre på dessa punkter men inga nog-grannare mätningar gjordes. Eftersom mätningarna endast ska visa jämförelse mellan antennerna är det viktigast att mätningarna sker på samma punkter.

Figur 5.4: Mätpunkter runt luckan

Detta mätsystem är relativt nyinköpt, varvid inga ordentliga mätningar har hunnit göras innan. I det här examensarbetet ingår därför även en utvärdering av hela mätsystemet. Det problem som först upptäcktes var att den resulterande eekten (orange), inte är lika stor i hela frekvensspannet 2,35-2,6 GHz. Detta beror på att kaviteten är matchad för frekvenser runt 2,4 GHz, vilket ger en mindre reektion vid de frekvenserna. Det kan ses en tendens till att läckaget ökar när den resulterande eekten ökar. Detta är inte önskvärt när luckchoken ska utvärderas, då det inte går att avgöra om det ökade läckaget beror på luckchoken eller den ökade eekten.

Figur 5.5: Punkt 1 mätt med lasten 1 liter vatten

Beroende på last reekteras den tillförda eekten olika. Olika vattenlaster undersöktes för att hitta den last som gav den mest jämna, resulterande eekten i hela frekvens-spannet. Några exempel för de olika lasterna visas i gurer 5.5-5.7.

5.2. MÄTRESULTAT KAPITEL 5. MÄTNINGAR PÅ MIKROVÅGSUGN

Figur 5.6: Punkt 1 mätt med lasten 0,5 liter vatten

Den last som gav den mest jämna resulterande eekten i frekvensområdet var 0,6 liter vatten. Eftersom den främsta uppgiften för det här arbetet var att utvärdera anten-ner lades ingen mer tid på att undersöka läckaget vid olika laster. Vid de fortsatta mätningarna med att jämföra de olika antennerna med varandra användes en 0,6 liters vattenlast.

Figur 5.7: Punkt 1 mätt med lasten 0,6 liter vatten

För att veriera att mätresultaten från läckagedetektorn verkar rimliga gjordes först en jämförande test genom att antennen kopplades till en spektrumanalysator.

Vid jämförelse ser resultatet bra ut. I gur 5.8 och 5.9 visas en av mätningarna. Det som skiljer mest är nivåerna på läckaget. Detta beror på att avståndet som antennen har från mätpunkten kan skilja sig lite från mätning till mätning eftersom antennen hålls med handen och därför inte är helt stilla. Men vid jämförelsen bedöms det att läckagedetektorn ger rimliga mätresultat.

5.2. MÄTRESULTAT KAPITEL 5. MÄTNINGAR PÅ MIKROVÅGSUGN

Figur 5.8: Punkt 4 mätt med läckagedetektorn

Figur 5.9: Punkt 4 mätt med spektrumanalysator

De första mätningarna som gjordes för att utvärdera vilken antenn som är lämpligast för dessa läckagemätningar, utfördes med de linjärt polariserade antennerna.

När antennerna mättes upp i nätverksanalysatorn konstaterades det att Titanis hade mycket bättre egenskaper än Rufa och Phycomp. VSWR låg för Titanis under 1,8 i hela frekvensintervallet. Vid jämförelse mellan Titanis och Rufa syns det att Rufa är mer dämpad i första halvan av frekvensintervallet. Jämförs Titanis och Phycomp gäller det omvända. Phycomp har större dämpning i slutet av frekvensintervallet. I början av frekvensintervallet kan det ses att Phycomp mäter ett högre läckage än Titanis. Detta beror troligen på att Phycomp har hållits närmare mätpunkten än Titanis. På Titanis har en distans satts dit för att lättare kunna mäta på samma avstånd. Men till Phycomp och Rufa hittades ingen snabb lösning till en distans. Inget jobb lades heller ned på detta, då det ganska snabbt konstaterades att Titanis var en bättre antenn än Rufa och Phycomp och att dessa inte skulle användas mer. Se gurer 5.10-5.12.

5.2. MÄTRESULTAT KAPITEL 5. MÄTNINGAR PÅ MIKROVÅGSUGN

Figur 5.10: Punkt 4 mätt med Titanis

5.2. MÄTRESULTAT KAPITEL 5. MÄTNINGAR PÅ MIKROVÅGSUGN

Det fysiska utseendet och storleken på den cirkulärpolariserade antennen skiljer sig rätt markant jämfört med Titanis. Det gör direkta jämförelser av mätresultaten för de båda antennerna svåra. Eftersom mätningarna sker så pass nära mätpunkten är det svårt att avgöra hur stort område varje antenn mäter över.

Figur 5.13: Punkt 4 mätt med cirkulärpolariserad antenn

Som nämnts tidigare tar en simulering av hela luckan, med hörn och gångjärn etc. alldeles för mycket tid och minne för att kunna simuleras på en PC. Därför simuleras bara en liten del av luckchoken, vilket dock inte ger hela verkligheten. Luckchoken designas för en viss frekvens, vilket borde ge läckaget en tydlig karaktäristik där minst läckage erhålls vid den bestämda frekvensen. Vid de här mätningarna ses dock inte någon sådan tydlig karaktäristik utan läckaget upplevs som mycket ojämnt fördelat över frekvensområdet beroende på vilken punkt som mäts på ugnen. En ny PC med extra mycket arbetsminne har inköpts av Whirlpool för att användas till större simuleringar. En simulering för en komplett lucka gjordes och resultatet visade en liknande karaktäristik som mätningarna.

Kapitel 6

Resultat

Målet med detta examensarbete var att ta fram en antenn för att mäta mikrovågsläckage från en mikrovågsugn, samt att utvärdera det kompletta mätsystemet. I målet ingick även att utreda vilka förhållanden som bör gälla under dessa mätningar. Fyra stycken olika antenner utvärderades, varav tre är kommersiella antenner med linjär polarisation och den fjärde är en egendesignad patchantenn med cirkulär polarisation. Vid mätningar konstaterades det att två av antennerna, Rufa och Phycomp, inte dög för ändamålet då de hade alldeles för liten bandbredd. De två kvarvarande antennerna är så pass olika både till storlek och konstruktion att det inte går att göra ett snabbt avgörande vilken antenn som är bäst lämpad för detta ändamål. Titanis har klart bäst bandbredd, men då nivåerna på läckaget inte är det viktigaste behöver inte det vara avgörande. Eftersom det inte går att avgöra vilken polarisation läckaget har är det bättre att mäta med en cirkulärt polariserad antenn. För att avgöra vilken antenn som är bäst lämpad av de två behöver er mätningar göras. Den egendesignade antennen skulle även behöva designas om med ett bättre substrat, vilket skulle ge den en större bandbredd. Då detta examensarbete endast omfattar 10 veckors arbete fanns det dock inte tid till detta. För att slippa störningar under mätningarna är det viktigt att de utförs i ett skärmat rum. En bärbar PC används med fördel för att slippa nätbundna störningar. Sedan är det även viktigt att alla perforeringshål i kaviteten täcks igen av till exempel aluminiumtejp, då antennen annars tar upp läckage från dessa. När det gäller vilken last som ska använ-das vid mätningarna behöver en utredning göras för detta. Vid de mätningar som gjorts användes 0,6 liter vatten som last, då det gav den mest jämna resulterande eekten in till ugnens kavitet. En viktig sak vid dessa mätningar är att antennen måste hållas på exakt samma avstånd från mätpunkten vid varje mätning. För att åstadkomma detta behöver någon typ av distans fästas på antennen. En tillfällig distans användes till Tita-nis under det här arbetet, men en bättre konstruktion behövs vid fortsatta mätningar. På grund av tidsbrist prioriterades, i samråd med handledaren, detta bort.

Två olika antenner bedöms som lämpliga för fortsatta mätningar. En utvärdering har gjorts av mätsystemet. Sedan har även en mindre utredning gjorts för att bedöma vilka förhållanden som bör gälla vid mätningarna. Därmed anses målet för det här

examens-Kapitel 7

Framtida utveckling

Här ges några förslag på fortsatt arbete som behöver göras. En viktig sak som behöver utredas är problemet med att den resulterande eekten inte är lika stor i hela frekvens-spannet. Eftersom kaviteten är matchad för frekvenser runt 2,4 GHz erhålls en mindre reektion vid de frekvenserna. Det kan ses en tendens till att läckaget ökar när den re-sulterande eekten ökar, vilket inte är önskvärt när luckchoken ska utvärderas. Möjliga lösningar är antingen att hitta en lämplig last som ger ungefär samma reektion i hela frekvensintervallet eller att göra en kompensering i mjukvaran som tar hänsyn till den resulterande eekten.

För fortsatta mätningar är det också viktigt att hitta någon typ av distans att fästa på antenn eller lucka för att se till att få samma avstånd från antenn till mätpunkt. Då mikrovågsugnarna ofta skiljer sig från varandra, kan det behöva utredas från ugn till ugn vilken typ av distans som ska användas.

Som nämnts tidigare behöver ytterligare mätningar göras för att avgöra vilken antenn, av Titanis och den cirkulärpolariserade antennen, som är mest lämplig för dessa läcka-gemätningar. Den cirkulärt polariserade antennen skulle även behöva designas om med ett bättre substrat för att erhålla en större bandbredd. Cirkulärpolariserade antenner för Bluetooth och WLAN kommer troligtvis att komma ut på marknaden snart, vilket även kan vara en idé att undersöka.

Litteraturförteckning

[1] Garg, Ramesh (2001), Microstrip antenna design handbook, Norwood, NA: Artech House, Inc. ISBN 0-89006-513-6.

[2] Zürcher, Jean-François (1995), Broadband patch antennas, Norwood, NA: Artech House, Inc. ISBN 0-89006-777-5.

[3] Kildal, Per-Simon (2000), Foundations of antennas, a unied approach, Lund: Stu-dentlitteratur. ISBN 91-44-01322-1.

[4] Milligan, Thomas A (1985), Modern Antenna design, United States of America: McGraw-Hill, Inc. ISBN 0-07-042318-0.

[5] Ludwig, Reinhold and Bretchko, Pavel (2000), RF Circuit Design: Theory and Ap-plications, Upper Saddle River, New Jersey: Prentice-Hall, Inc. ISBN 0-13-095323-7. [6] Balanis, Constantine A (1997), Antenna Theory: Analysis and Design, second

edi-tion, United States of America: John Wiley & Sons, Inc. ISBN 0-471-59268-4. [7] Stallings, William (2002), Wireless Communications and Networks, Upper Saddle

River, New Jersey: Prentice-Hall, Inc. ISBN 0-13-040864-6.

[8] Meredith, Roger (1998), Engineers' Handbook of Industrial Microwave Heating, London, United Kingdom: The Institution of Electrical Engineers. ISBN 0-85296-916-3.

[9] Pozar, David M (1998), Microwave Engineering, second edition, United States of America: John Wiley & Sons, Inc. ISBN 0-471-17096-8.

[10] Data Sheet, 2.45 GHz ISM-band antenna for Bluetooth and WLAN IEEE 802.11b http://www.farnell.com/datasheets/29515.pdf

[11] GigaAnt - Your Antenna Expert http://www.gigaant.com/ 2004-12

Bilaga A

Mått för patchantenn

Bilaga B

Uppmätt gain

Kommersiella antenner:

Vridning (◦_{) 2,35 GHz 2,45 GHz 2,6 GHz}

0 2 dBi 3,5 dBi 4,5 dBi 30 2 dBi 2 dBi 0,5 dBi 60 1 dBi 2 dBi 1,5 dBi 90 -0,5 dBi 1,5 dBi 1,5 dBi

Tabell B.1: Uppmätt gain för Titanis

Vridning (◦_{) 2,35 GHz 2,45 GHz 2,6 GHz}

0 -2 dBi -4 dBi -3,5 dBi 30 -5,5 dBi -6,5 dBi -5,5 dBi 60 -4,5 dBi -8 dBi -9 dBi 90 -8,5 dBi -15 dBi -28 dBi

Tabell B.2: Uppmätt gain för Phycomp Vridning (◦_{) 2,35 GHz 2,45 GHz 2,6 GHz}

0 -2 dBi 0,5 dBi 2 dBi 30 -8,5 dBi -5 dBi -3 dBi 60 -6 dBi -7,5 dBi -9 dBi 90 -9,5 dBi -16 dBi -12 dBi

BILAGA B. UPPMÄTT GAIN

Egendesignad patchantenn:

Vridning (◦_{) 2,35 GHz 2,5 GHz 2,6 GHz}

0 -4 dBi 1,7 dBi -4,5 dBi 30 -3,5 dBi 0,2 dBi -2 dBi 60 -6,5 dBi -2,8 dBi -4,5 dBi 90 -8,5 dBi -7,3 dBi -6 dBi

Tabell B.4: Uppmätt gain för cirkulärpolariserad patchantenn Vridning (◦_{) E phi E theta}

0 4,85 dBi 3,14 dBi 30 3,35 dBi 1,25 dBi 60 -0,71 dBi -2,45 dBi 90 -6,59 dBi -5,83 dBi