ISRN UTH-INGUTB-EX-E-2019/013-SE
Examensarbete 15 hp Juli 2019
Redundant elkraftsförsörjning för autonoma fordon
Lukas Rydén
Teknisk- naturvetenskaplig fakultet UTH-enheten
Besöksadress:
Ångströmlaboratoriet Lägerhyddsvägen 1 Hus 4, Plan 0
Postadress:
Box 536 751 21 Uppsala
Telefon:
018 – 471 30 03
Telefax:
018 – 471 30 00
Hemsida:
http://www.teknat.uu.se/student
Abstract
Redundant electric power supply
Lukas Rydén
Autonomous vehicles are already being produced today and it is a market on the up rice. To ensure a safe drive for heavy autonomous vehicles, it’s vital that faults are handled automatically.
Critical errors have previously been handled by the vehicle's driver.
An attractive way to ensure automatic handling of faults is an autonomous vehicle constructed with several redundant systems.
The aim of this project has been to investigate the expansion of Scania's current 24-volt power supply system. The redundant power supply is supposed to power a control unit wich has sufficient functionality to stop the vehicle safely.
Two different redundant battery systems have been designed and adapted for Scania's existing electrical power supply system. DC/DC converters are designed to regulate the voltage levels of the two different
redundant battery systems. One battery system is designed as an inactive backup system and the other battery system is designed as an active backup system. The goal of the project has been to test and evaluate the differences between these systems. The focus has been on the big difference between the systems, which is the transition between primary and redundant power supply.
ISRN UTH-INGUTB-EX-*-20**/00-SE Examinator: Tomas Nyberg
Ämnesgranskare: Juan de Santiago Handledare: Gunnar Ledfelt
Sammanfattning
Autonoma fordon är något som redan produceras idag och är en marknad som bara växer. För att säkerställa en säker framfart för tunga autonoma fordon är det livsnödvändigt att fel hanteras automatiskt. Tidigare har kritiska fel kunnat hanteras av fordonets förare. Ett attraktivt sätt att säkerställa automatisk hantering av fel är ett autonomt fordon uppbyggt av flera redundanta system.
Syftet med detta projektet har varit att undersöka utbyggnaden av Scanias nuvarande 24 volts kraftförsörjningssystem. Utbyggd redundant kraftförsörjning är tänkt att driva en kontrollenhet med tillräcklig funktionalitet för att kunna stanna fordonet säkert.
Två olika redundanta batterisystem har konstruerats och anpassats för Scanias existerande elkraftförsörjningssystem. DC/DC-omvandlare har konstruerats för att reglera de två olika
redundanta batterisystemens spänningsnivåer. Det ena batterisystemet är designat som ett inaktivt reservsystem och det andra batterisystemet är designat som ett aktivt reservsystem. Målet med projektet har varit att testa och utvärdera skillnaderna mellan dessa system. Fokus har legat på den stora skillnaden mellan systemen vilket är övergången mellan primär- och redundant-
kraftförsörjning.
Innehåll
1 Introduktion 3
1.1 Bakgrund 3
1.2 Projektbeskrivning 3
2 Teori 4
2.1 UPS (Unbreakable Power Supply) DC/DC 5
2.1.1 Offline UPS 5
2.1.2 Line-interactive UPS 6
2.1.3 Online UPS 7
2.2 PWM (Pulse width Modulation) 9
2.3 DC/DC-omvandlare, boost 10
2.3.1 Beräkningar av effektsteg hos boost-omvandlare 11
2.3.1.1 Beräkningar av den maximala strömmen genom omkopplaren 11
2.3.1.2 Beräkningar och val av induktorn 12
2.3.1.3 Val av diod 12
2.3.1.4 Val av ingångskondensatorn 13
2.3.1.5 Val av utgångskondensator 13
2.3.2 Diskontinuerligt ledningsläge 14
2.4 DC/DC-omvandlare, buck 15
2.4.1 Buck-omvandlare som batteriladdare 16
3 Metod och mätningar 17
3.1 Tekniska föreskrifter för ett 24 volt-system 17
3.2 Mätningsmetoder 18
3.3 UPS-konstellationer 20
3.3.1 Testkonfiguration av offline-system 20
3.3.2 Testkonfiguration online-system 21
3.4 Kretskortdesign och val av komponenter för boost-omvandlare 22
4 Resultat 24
4.1 Boost-omvandlare 24
4.2 Offline-system 28
4.3 Online-system 29
4.3.1 Långsamt successiv spänningsförändring på primärkälla 29
4.3.2 Successiv spänningsförändring på primärkälla 30
4.3.3 Abrupt avbrott och återupptagande av primär elkraftskälla 33
5 Diskussion och analys av resultat 36
5.1 Utvärdering av boost-omvandlare 36
5.2 Utvärdering av offline-system 37
5.3 Utvärdering av online-system 37
6 Slutsats 39
Referenser 40
1 Introduktion
1.1 Bakgrund
På större fordon är en kraftförsörjning på 24 volt satt som standard av fordonsindustrin. Vanligtvis används system med 12 volts blybatterier kopplade i serie. Parallellt med batteriet sitter en generator som omvandlar mekanisk energi till elektrisk.
Fordon har därför två sätt att täcka sina energibehov. Skulle generatorn sluta fungera kan batteriet upprätthålla fordonets energibehov under en viss tid. Om batterierna slutar fungera under drift kan generatorn täcka fordonets energibehov. Dock behöver fordonets förbränningsmotor vara igång för att generatorn skall kunna hämta mekanisk energi.
Elektriska enheter får sin energiförsörjning från batterierna och generatorn via en elektrisk central med säkringar. Om en elektrisk enhets säkring löser ut eller ledning till enheten ådrar sig ett avbrott, tappar den elektriska enheten sin kraftförsörjning och därmed sin funktion.
När ett fel inträffar har normalt sätt fordonet en förare som kan vidta åtgärder. Något som oftast inte leder till några större utmaningar för föraren att stanna fordonet.
Något som dyker upp inom en snar framtid är autonoma fordon vilket presenterar en rad nya stora utmaningar. Tidigare har fordon vid fel kunnat hanterats av en förare. För autonoma fordon är det kritiskt att fel hanteras automatiskt. Den funktionella och elektriska arkitekturens design måste därför noggrant planeras. Ett attraktivt sätt att utforma arkitekturen är med två separata
kontrollsystem. Där varje system har tillräckligt med funktionalitet för att stanna fordonet säkert.
Ett kontrollsystem består oftast av en kontrollenhet med tillhörande sensorer och aktuator.
Slutsatsen blir att kraftförsörjningen till de två separata kontrollsystemen behöver ses över och utökas med ytterligare elförsörjningskällor.
1.2 Projektbeskrivning
Uppgiften för detta projekt är att undersöka ett redundant batterisystem som skall driva ett av de två kontrollsystemen. Det redundanta batterisystemet skall under normal drift laddas av generatorn. Vid fel skall det redundanta batterisystemet kunna försörja den ena kontrollenheten skilt från dom andra kraftförsörjningskällorna.
Batteriet till det redundanta systemet är ett underhållsfritt 12 V AGM (absorbed glass mat) batteri.
Det redundanta batterisystemet förbikopplas så att det kraftförsörjs av fordonets primära batteri och generator under normal drift. Vid spänningsfall på den primära spänningskällan skall spänningen från det redundanta batteriet transformeras upp till 24 volt. Detta skall ske med en DC/DC-omvandlare som skall klara att kraftförsörja den ena kontrollenheten. Vid avbrott skall även förbikopplingen kunna brytas och därmed koppla bort hela primärsystemet.
Laddningskontroll för laddning av det redundanta batteriet under normal drift är något som undersöks. Uppgiften blir att transformera ner spänningen från 24 till 12 volt med en DC/DC- omvandlare. Laddningskontroll ses som sekundärt under detta projekt.
2 Teori
Redundans är ett vanligt tillvägagångssätt att öka ett systems tillförlitlighet. För att utöka säkerheten hos ett autonomt fordon i drift är tanken att använda två kontrollsystem. För att fordonet skall anses besitta normal funktion måste båda kontrollsystemen vara fullt fungerande. Fordonets funktionalitet är uppdelad mellan kontrollsystemen. Vid normal drift samarbetar och kompenserar
kontrollsystemen varandra. Men det betyder inte att det autonoma fordonet får tappa sin förmåga att stanna säkert om ett av kontrollsystemen fallerar. Det är därför viktigt att systemens
funktionalitet delas upp ansvarsfullt.
Kontrollsystemets arkitektur kan variera men funktionaliteten är densamma. Under detta examensarbete kan kontrollsystemet ses som kontrollenheterna ADC A och ADC B.
Kontrollsystem A (ADC A) Kontrollsystem B (ADC B) Fordonets
uppfattningsförmåga
Radar+HD maps+LIDAR/2nd FLC
kamera
ECU för samgående, planering, kontrol
ADC ADC
Styrning EBS, broms styrnig EAS, hydraulisk styrning
Bromsning EBS Trailer, EPB
Tabell 1: Exempel på hur uppdelning av kontrollenheternas funktionalitet kan se ut
Delas kontrollenheternas funktionalitet upp som exemplet i tabell 1 kan fordonet teoretiskt stanna säkert med endast en fungerande enhet.
För att kraftförsörjningen till kontrollenheterna skall anses säker behöver nuvarande kraftförsörjning utökas. Kraftförsörjningssystemet och kontrollsystemet ingår i samma elektriska arkitektur, men kan ses som två separata redundanta system. Detta projekt avser att undersöka ett redundant
kraftförsörjningssystem. Systemet skall kunna försörja minst en kontrollenhet tillräckligt länge för fordonet skall kunna stanna säkert om den primära kraftförsörjningen fallerar.
Figur 1: Funktionsschema över den elektriska kraftförsörjningen i fordonet
Utökning av kraftförsörjningen avser den rödmarkerade sektionen i figur 1 som består av en DC/DC- omvandlare och ett 12 volts batteri. Den huvudsakliga fokusen blir att undersöka övergången mellan primär- och redundant-kraftförsörjning markerat med X i figur 1.
2.1 UPS (Unbreakable Power Supply) DC/DC
Kraftförsörjning på ett fordon kan drabbas av olika typer av störningar. Det kan vara mindre eller längre avbrott, transienter eller störda sinusvågor. UPS-systemet har som uppgift att hantera dessa störningar. Med en egen kraftförsörjning som utgörs av ett 12 volts bly-batteri, kan UPS-systemet tillhandahålla en kontinuerlig spänning och ström till elektriska enheter. Speciellt vid autonoma fordon blir en kontinuerlig kraftförsörjning livsnödvändig. Ett fordon utan förare och utan fungerande sensorer skulle innebära livsfara. Därför skall det redundanta batteri-systemet upprätthålla fordonets kraftförsörjning tillräckligt länge så att det kan stanna säkert vid fel.
UPS-system finns i olika utföranden där dom tre vanligaste är offline, line-interactive och online.
Styckena nedan tar upp fördelar, nackdelar och uppbyggnad för dessa olika UPS-system.
(UPS internal topology, 2000)
2.1.1 Offline UPS
Den enklaste formen av UPS-utföranden är offline-system som ofta går under förkortningen SPS (standby power supply) och är ett inaktivt reservsystem. Ett offline-system är ett så kallat ”single- conversion” system. Vilket betyder att det redundanta batteriet inte kan ta emot och ge ifrån sig ström samtidigt.
Enkelheten i offline-systems design gör dom billiga att tillverka vilket är en klar fördel. Även verkningsgraden är väldigt hög under normal drift. Men offline-system är inte utan brister.
Vid fel när det redundanta batteriet kopplas in går batteriets ström från 0% till 100%. Detta tar tid och lasten blir utan effekt under denna tidsperiod, något som kan orsaka kraftiga störningar på känslig elektronisk utrustning. Problemet växer om den primära kraftförsörjningen innehåller mycket transienter och brus, vilket kan leda till att det redundanta batteriet frekvent kommer kopplas in och ut.
Figur 2: Offline-system vid normal drift
Vid normal drift förbikopplas det redundanta batteri-systemet och större delen av 𝐼𝑖𝑛 kan passera direkt till lasten. En liten laddningsström 𝐼𝐵 går till det redundanta batteriet. Laddning av det redundanta batteriet sker via en DC/DC-omvandlare som sätter en korrekt spänningsnivå och ström till batteriet. I figur 2 vid normal drift står DC/DC-omvandlaren i så kallat ”stand-by mode”. Ingen ström flyter från det redundanta batteriet.
Figur 3: Offline-system vid redundant drift
Vid störningar eller avbrott när 𝑉𝑖𝑛 sjunker under en förutbestämd spänningsnivå slår reläet om.
Förbikopplingen bryts och strömmen 𝐼𝑖𝑛 kommer inte längre strömförsörja lasten. Istället tar det redundanta batteriet över. Strömmen 𝐼𝑅 kommer flyta till DC/DC-omvandlaren som transformerar batteriets 12 volts spänning till 24 volt.
2.1.2 Line-interactive UPS
Nästa steg i UPS topologin är ett så kallat line-interactive system. Ett system som är väldigt likt offline-system men med en vital skillnad. En DC/DC-omvandlare kopplar samman den primära kraftkällan och tilltänkt UPS-försörjd elektrisk apparat vid normal drift. Den primära spänningen in till det redundanta batterisystemet kan därför fluktuera i ett större område än i ett offline-system.
Om DC/DC-omvandlaren inte längre klarar att transformera den primära spänningen till en korrekt utspänning, slår reläet till och det redundanta batteriet tar över kraftförsörjningen.
Genom att använda en DC/DC-omvandlare för att koppla samman den primära kraftkällan och tilltänkt UPS-försörjd elektrisk apparat, kopplas inte det redundanta batteriet in lika frekvent som i ett offline-system. Något som ökar både batteriets och lastens livslängd, en fördel för line-interactive system jämfört med offline-system. Övergången mellan normal drift och det redundanta batteriet sker på samma sätt som i ett offline-system. Precis som med offline-system måste det redundanta batteriets ström gå från 0% till 100%. Vilket kommer orsaka att tilltänkt elektrisk apparat blir utan effekt under en tidsperiod.
Vid normal drift måste strömmen in alltid passera den förbikopplande DC/DC-omvandlaren, vilket leder till ökade effektförluster och en sämre verkningsgrad jämfört med offline-system.
Den förbikopplande DC/DC-omvandlaren kan i viss mån fungera som ett filter.
Figur 4: Line interactive-system vid normal drift
Vid normal drift förbikopplas det redundanta batteriet och strömmen 𝐼𝑖𝑛 försörjer lasten. DC/DC- omvandlaren som kopplar samman den primära spänningskällan med UPS-försörjd last, tillåter spänningen 𝑉𝑖𝑛 variera inom en viss tolerans. En mindre laddningsström 𝐼𝐵 flyter igenom batteriladdaren ner till det redundanta batteriet. Se figur 4.
Figur 5: Line interactive-system vid redundant drift
När spänningen 𝑉𝑖𝑛 är utanför DC/DC-omvandlarens tolerans, slår reläet om och det redundanta batteriet förser lasten. Strömmen 𝐼𝑅 kommer flyta till en DC/DC-omvandlaren som transformerar det redundanta batteriets 12 volt spänning till 24 volt.
2.1.3 Online UPS
Online-system förbikopplar aldrig det redundanta batteriet helt. Istället styrs övergången mellan primär- och sekundär-spänningskälla via en intern förbikoppling. Inget kopplingsdon är nödvändig vid övergång från primär kraftförsörjning till sekundär kraftförsörjning. Istället kopplas det redundanta batteriet direkt på den interna förbikopplingen.
Fördelen med online-system är att övergången mellan primär- och sekundär-spänningskälla inte sker abrupt. Den tillämnade lasten blir aldrig utan effekt vid övergång mellan olika spänningskällor, något som sker hos andra UPS-system. Till en viss mån är ett online system elektriskt isolerat då spänning ut aldrig direkt påverkas av spänningen in, en klar fördel vid kraftförsörjning av känsliga elektriska enheter.
Vid normal drift behöver strömmen in passera två DC/DC-omvandlare. Vid redundant drift behöver strömmen från batteriet passera en DC/DC-omvandlare. Verkningsgraden är därför lägre än hos
andra UPS-system, vilket främst beror på effektförluster i form av värme hos omvandlarens komponenter. Därför måste dimensionering av DC/DC-omvandlarnas komponenter tas till noga hänseende, något som gör tillverkning av online-system mer komplicerat och dyrare än andra UPS- system.
Strömmarna från dom två spänningskällorna kommer att komplettera varandra och hålla en konstant kraftförsörjning över en tilltänkt elektrisk enhet.
figur 6: Online-system
Spänningen 𝑉𝑖𝑛 transformeras till spänningsnivån 𝑉𝑓 av en DC/DC-omvandlare. 𝑉𝑓 ligger vid normal drift strax över det redundanta batteriets spänningsnivå 𝑉𝑅. Vilket innebär att 𝑉𝑓 är den dominanta spänningskällan och 𝑉𝑅är den recessiva. Strömmen 𝐼𝑅 från det redundanta batteriet är noll vid normal drift. En del av första DC/DC-omvandlarens utström kommer flyta ner som batteriets laddnings ström 𝐼𝐵. Spänningen 𝑉𝑓 transformeras sedan till utspänningen 𝑉𝑢𝑡 av den andra DC/DC- omvandlaren.
Om inte 𝑉𝑖𝑛 klarar att upprätthålla spänningen 𝑉𝐹. Kommer istället 𝑉𝑅 och det redundanta batteriet vara den dominanta spänningskällan. Strömmen 𝐼𝑓 kommer vara noll och 𝐼𝑅 vandrar genom den andra DC/DC-omvandlare som sätter en korrekt spänningsnivå på 𝑉𝑢𝑡.
2.2 PWM (Pulse width Modulation)
Pulsbreddsmodulering är ett sätt att beskriva en diskret digital signal vars huvudområde ligger i att reglera elkraftmatning till elektriska apparater. Genom att slå av och på en signal med en
omkopplare, snabbare än vad en ansluten apparat kan urskilja, uppfattar apparaten medelvärdet av signalen. Det är därför själva lasten eller applikationen som bestämmer vilken frekvens(cykeltid) som PWM signalen skall använda sig utav.
På och av tiden kan förändras proportionerligt mot varandra inom en cykel, detta kallas för PWM- signalens pulskvot. En låg pulskvot innebär att signalen ligger lågt under den större delen av PWM signalens cykeltid. Medan en hög pulskvot ligger signalen högt under större delen av cykeln (Pulse- width modulation, 2019).
2.3 DC/DC-omvandlare, boost
Boost-omvandlare är en slags SMPS (switch mode power supply) som används för att öka
spänningsnivån. Detta sker genom att lagra energi i en induktor för att sedan frigöra den till en last.
Man använder alltså induktorns naturliga beteende att motstå elektrisk förändring genom att förstöra och skapa ett magnetiskt fält. (Stasi, 2015)
Figur 7: Boost-omvandlare i slutet tillstånd
När omkopplaren är stängd kommer strömmen 𝐼𝑖𝑛 flyta från induktorns positiva terminal till den negativa. Ett magnetiskt fält skapas för att motverka strömförändringen och magnetisk energi lagras i induktorn. Huvuddelen av 𝐼𝑖𝑛 kommer sedan att flyta igenom omkopplaren och ner till
referenspunkten. Endast en mindre ström 𝐼𝐷 kommer att vandra genom dioden, kondensatorn och ut mot lasten. Detta beror på strömdelning mellan omkopplaren och lasten, där en fullt stängd ideal omkopplare inte har någon resistans. Verkligheten ser annorlunda ut och vanligtvis har en fullt stängd omkopplare en resistans i storleksordningen 𝜇Ω 𝑡𝑖𝑙𝑙 𝑚Ω .
Strömmen 𝐼𝐶 från kondensatorn förser lasten med ström när kretsen är i sitt stängda läge. Dioden förhindrar 𝐼𝐶 att vandra genom omkopplaren och tvingas istället ut mot lasten.
Strömmen ut är 𝐼𝐷+ 𝐼𝐶 men eftersom 𝐼𝐷 är försumbar så är 𝐼𝑢𝑡≈ 𝐼𝐶.
Enkel beskrivning av en boost-omvandlare i sitt slutna läge är att den lagrar energi. (Coates, 2018) När omkopplaren öppnas igen kommer strömmen genom induktorn att reduceras på grund av en högre impedans. Det magnetiska fältet kommer att kollapsa och orsaka en elektromotorisk spänning.
Spänningen över induktorn kommer att ha motsatt polaritet jämfört med kretsen i sitt slutna läge.
Figur 8: Boost-omvandlare i öppet tillstånd
En ström i riktning mot dioden induceras i induktorn för att motverka den magnetiska
flödesförändringen. Till en början kommer huvuddelen av 𝐼𝐷 agera som en uppladdningsström åt kondensatorn, den ström som förser lasten under kretsens stängda läge. Storleken på 𝐼𝑐 kommer att avta och storleken på 𝐼𝑢𝑡 kommer att öka när kondensatorns uppladdningsmängd Q ökar, vilket betyder att kondensatorn glättar den rippelström som uppstår på 𝐼𝐷 när omkopplaren öppnar och stänger. (Stasi, 2015)
2.3.1 Beräkningar av effektsteg hos boost-omvandlare
Skillnaden mellan figurerna i det inledande avsnittet och figur 9 är kondensatorn på ingången.
Funktionen och kondensatorns betydelse kommer att tas upp senare i detta avsnitt. Beteckningarna i figur 9 kommer att användas som referens i detta avsnitt. Ekvationerna i följande avsnitt är hämtade från (Hauke, 2014) och (Szaniawski, 2017).
Figur 9: Referens för beräkningar av boost-omvandlares effektsteg
Innan effekt-steget hos en boost-omvandlare kan beräknas behövs följande parametrar fastställas:
● Den lägsta spänning in omvandlaren kan hantera: 𝑉𝑖𝑛 𝑚𝑖𝑛
● Den högsta spänning in omvandlaren kan hantera: 𝑉𝑖𝑛 𝑚𝑎𝑥
● Nominella utspänningen: 𝑉 𝑢𝑡
● Den högst tillåtna utströmmen: 𝐼𝑢𝑡 𝑚𝑎𝑥
● PWM signalens frekvens: 𝑓𝑆𝑤
Parametrar som används och beräknas i detta avsnitt följer nedan:
● Pulskvot, PWM-signal: 𝐷
● Induktorns rippelström: 𝛥𝐼𝐿
● Toppström genom omkopplaren: 𝐼𝑆𝑤 𝑚𝑎𝑥
● Induktorns induktans: 𝐿
● Kondensatorn kapacitans på utgången: 𝐶 𝑢𝑡 𝑚𝑖𝑛
● Rippelspänning ESR kondensator: 𝛥𝑉 𝑢𝑡 𝐸𝑆𝑅
2.3.1.1 Beräkningar av den maximala strömmen genom omkopplaren
Med ekvationerna 1 till 3 kan en bra uppskattning göras av storleken på toppströmmen genom omkopplaren. Samma toppström kommer att flyta genom dioden och induktorn.
För att bestämma den toppström som kommer flyta igenom omkopplaren behövs först pulskvoten bestämmas. Vid beräkning av pulskvoten används 𝑉𝑖𝑛 𝑚𝑖𝑛 då det resulterar i den högst tänkbara toppströmmen genom omkopplaren. Omvandlarens verkningsgrad ŋ är något som bör tas med i beräkning av pulskvoten. Om inte verkningsgraden är specificerad innan bör man utgå från omvandlarens sämst tänkbara värde. En verkningsgrad på 80% är inte ett orealistiskt värde för en omvandlare med dålig verkningsgrad.
När verkningsgraden är bestämd kan pulskvoten 𝐷 beräknas med ekvation 1.
𝐷 = 1 −𝑉𝑖𝑛 𝑚𝑖𝑛∗ŋ 𝑉 𝑢𝑡
(1)
Nästa steg för att fastställa 𝐼𝑆𝑤 𝑚𝑎𝑥 blir att beräkna induktorns rippelström 𝛥𝐼𝐿. Om induktorns induktans ännu inte är känd kan rippelströmmen 𝛥𝐼𝐿 uppskattas. En bra uppskattning är 20% till 40%
av omvandlarens 𝐼𝑢𝑡 𝑚𝑎𝑥. Ekvation 2 visar hur en uppskattning av 𝛥𝐼𝐿 kan beräknas.
𝛥𝐼𝐿=(20% 𝑡𝑖𝑙𝑙 40%)∗ 𝐼𝑢𝑡 𝑚𝑎𝑥∗𝑉𝑖𝑛 𝑚𝑖𝑛
𝑉 𝑢𝑡
(2) När pulskvoten 𝐷 och induktorns rippelström 𝛥𝐼𝐿 är beräknad med ekvation 1 och 2, kan toppströmmen genom omkopplaren beräknas med ekvation 3.
𝐼𝑆𝑤 𝑚𝑎𝑥=𝛥𝐼𝐿
2 +𝐼1 − 𝐷𝑢𝑡 𝑚𝑎𝑥 (3)
Vid val av induktor, diod och omkopplare skall samtliga komponenter klara strömmen 𝐼𝑆𝑤 𝑚𝑎𝑥. (Hauke, 2014)
2.3.1.2 Beräkningar och val av induktorn
När toppströmmen 𝐼𝑆𝑤 𝑚𝑎𝑥 är beräknad är det lämpligt att gå vidare och välja induktor. Storleken på induktorns induktans kan beräknas med ekvation 4
𝐿 =𝑉𝑖𝑛 ∗ (𝑉 𝑢𝑡− 𝑉𝑖𝑛 ) 𝛥𝐼𝐿∗𝑉 𝑢𝑡∗𝑓𝑆𝑤
(4)
Utifrån ekvation 4 kan man se att rippelströmmen 𝛥𝐼𝐿 beräknat med ekvation 2 påverkar induktorns induktans. En lägre rippelström ger en högre induktans som i sin tur leder till en fysiskt större induktor. Därför bör en avvägning göras mellan induktorns storlek och hur stor rippelström den tilltänkta applikationen tillåter.
Även arbetsfrekvensen 𝑓𝑆𝑤hos omkopplaren påverkar induktansen och induktorns storlek. En högre arbetsfrekvens leder till en lägre induktans och en mindre induktor. Men även omvandlarens verkningsgrad påverkas negativt vid en högre arbetsfrekvens, på grund av omkopplingsförluster.
Induktorn måste tåla omkopplarens maximala toppström 𝐼𝑆𝑤 𝑚𝑎𝑥 beräknad med ekvation 3. Detta förhindrar induktorn från mättnad som kan skada omvandlaren vid fel. (Szaniawski, 2017)
2.3.1.3 Val av diod
Vanligtvis väljs en schottky diod som har en lägre genombrottsspänning samt återhämtar sig snabbare än andra dioder. Schottky diodens framström behöver var lika med eller större än den maximala strömmen ut 𝐼𝑢𝑡 𝑚𝑎𝑥.
Något som behöver beräknas är diodens estimerade effektförlust under drift vilket kan göras med ekvationen.
𝑃 𝐷= 𝐼𝑢𝑡 𝑚𝑎𝑥∗ 𝑉𝐷𝐹=𝐼𝑢𝑡 𝑚𝑎𝑥2∗𝑅𝐷𝐹 (5)
Där 𝑉𝐷𝐹 är diodens framspänning och 𝑅𝐷𝐹 är diodens resistans när den leder.
Många omkopplare i ett stängt tillstånd har lägre ledningsförluster över sig än en diod. Det är därför inte ovanlig att dioden byts ut mot en omkopplare. Kretsen kallas då för en synkron boost-
omvandlare. (Hauke, 2014)
Figur 10: Synkron boost-omvandlare
Omkopplarna Sw 1 och Sw 2 styrs av samma PWM-signal, men där pulskvoten för den ena
omkopplaren är inverterad. Det är viktigt att Sw 1 och Sw2 aldrig är stängda vid samma tillfälle. Det skulle kortsluta kondensatorn på utgången vilket skulle kunna skada omkopplarna.
2.3.1.4 Val av ingångskondensatorn
En boost-omvandlare har ofta en hög arbetsfrekvens och orsakar en hög rippelström på ingången som sedan kan cirkulera och orsaka elektromagnetiska störningar. Kondensatorn på ingången ger en kort förbikopplande väg för rippelströmmen och på sätt stabiliseras spänningen vid transienter.
Kondensatorer med låg ESR är praxis för att stabilisera högfrekventa rippelströmmar och spänningar.
Keramiska kondensatorer har låg ESR och används nästan alltid för detta syfte. Ibland parallellt med stora bulkkondensatorer av aluminiumelektrolyt. Det dielektriska materialet skall vara av god isolationsförmåga (X5R eller bättre). Annars finns det en risk att kondensatorn tappar mycket av sin kapacitans till värme. (Hauke, 2014) (allaboutcircuits.se, 2015)
2.3.1.5 Val av utgångskondensator
Vid beräkning av kondensatorns kapacitans bör tillåten rippelspänningen 𝛥𝑉 𝑢𝑡 på utgången först bestämmas. När 𝛥𝑉 𝑢𝑡 är bestämd kan kapacitansen bestämmas med ekvation.
𝐶 𝑢𝑡 𝑚𝑖𝑛 = 𝐼𝑢𝑡 𝑚𝑎𝑥∗𝐷
𝑓𝑠𝑤 ∗𝛥𝑉 𝑢𝑡 (6)
Med ekvation 6 beräknas kondensatorns minimumvärde för att klara en önskad rippelspänning på utgången. Precis som med kondensatorn på omvandlarens ingång är det bra att välja en kondensator med ett lågt ESR-värde.
En kondensators ESR-värde adderar rippelspänningar på utgången som kan beräknas med ekvation.
𝛥𝑉 𝑢𝑡 𝐸𝑆𝑅= 𝐸𝑆𝑅 ∗ ( 𝐼𝑢𝑡 𝑚𝑎𝑥
1 − 𝐷 + 𝛥𝐼2𝐿 ) (7)
Där 𝛥𝐼𝐿 är induktorns rippelström beräknat i ekvation 2. (Hauke, 2014)
2.3.2 Diskontinuerligt ledningsläge
Vid för höga laster kommer den magnetiskt lagrade energin i induktansen inte räcka till för att omvandlaren ska kunna förse lasten med elektrisk energi av önskad kvalité.
När regulatorn är i kontinuerligt ledningsläge når strömmen i induktorn aldrig noll. Men vid för hög last är det vanligt att induktorns ström 𝐼𝐿 faller till noll. Regulatorn är då i diskontinuerligt läge och induktorns rippeltoppström överstiger sitt eget medelvärde. Dioden slutar leda under den period som 𝐼𝐿 är noll och omkopplaren är öppen. 𝐼𝐿 kommer att fortsätta vara noll tills omkopplaren sluter och därmed vänder polariteten över induktor igen,
vilket betyder att 𝐼𝐿är noll innan pulskvotens cykel är avslutad.
Induktansen är alltid större i kontinuerligt ledningsläge än vad den är i diskontinuerligt ledningsläge.
𝐿𝐷𝐶𝑀 ≼ 𝐿𝐶𝐶𝑀
Den diskontinuerliga ledningen kan därför skrivas med parametern 0 ≼ 𝜉 ≼ 1. Induktansen för induktorn i diskontinuerligt ledningsläge kan då skrivas som. (allaboutcircuits.se, 2015)
𝐿𝐷𝐶𝑀= 𝜉 ∗ 𝐿𝐶𝐶𝑀
Figur 11: visar hur strömmen I_L i induktorn når noll innan PMW-signalens cykel är avslutad (allaboutcircuits.se, 2015)
2.4 DC/DC-omvandlare, buck
Step down-omvandlare är en typ av DC/DC-omvandlare som används när spänning ut behöver vara lägre än spänningen in. Traditionella linjära regulatorer sänker spänningen genom att avleda effekt som värme. Buck-omvandlare använder sig istället av en energilagrande komponent, vanligtvis en induktor, vilket ger en betydligt högre verkningsgrad.
Förutom den energilagrande komponenten består buck-omvandlare vanligtvis av två halvledare.
Oftast en diod och en transistor. En transistor har vanligtvis lägre ledningsförluster än en diod. Det är därför inte ovanlig att dioden byts ut mot en transistor som växlar synkron gentemot den andra transistorn. En sådan sorts DC/DC-omvandlare kallas för en synkron buck-omvandlare.
För att filtrera rippelspänningen på utgången används en kondensator, ibland i kombination med en filterinduktor.
Precis som med boost-omvandlaren så kan buck-omvandlaren vara i två tillstånd.
I sitt slutna tillstånd lagrar kretsen energi i den energilagrande komponenten, för att sedan förse lasten med den lagrade energin i sitt öppna tillstånd. På så sätt kan en jämn spänning med en låg rippel bibehållas istället för en stor fyrkantspänning över lasten. (Coates, 2018)
Figur 12: Buck-omvandlare i slutet tillstånd
När kretsen är i slutet läge kommer 𝐼𝑖𝑛 flyta från induktorns positiva terminal till den negativa. Ett magnetiskt fält induceras i induktorn för att motverka strömförändringen.
Med strömförändringen induceras även en spänning över induktorn med samma polaritet, något som får spänningen över lasten att minska. I takt med att strömförändringen igenom induktorn minskar och 𝐼𝑖𝑛 stabiliseras, kommer spänningen över induktor att minska och spänningen över lasten att öka. Spänningen över induktorn kan beskrivas som 𝑉𝑖𝑛𝑑𝑢𝑘𝑡𝑜𝑟 = 𝑉𝑖𝑛− 𝑉𝑢𝑡.
Figur 13: Buck-omvandlare i öppet tillstånd
När omkopplaren öppnas kollapsar induktorns magnetiska fält. Strömmen 𝐼𝐿 induceras i induktorn för att motverka förändringen i det magnetiska flödet. Induktorns polaritet vänder riktning jämfört med kretsen i sitt slutna läge, induktorn fungerar därför som en spänningskälla i serie med lasten.
Om induktorn skall fungera som en spänningskälla krävs en återkoppling mellan induktorns negativa terminal och kretsens referenspunkt. Återkopplingen sker med en diod vilket hindrar strömmen 𝐼𝐿 att vandra från induktorns negativa terminal ner till referenspunkten. Istället kommer strömmen 𝐼𝐿
tvingas flytta från induktorn till kondensatorn genom lasten och sedan dioden.
Kondensatorn fungerar som ett filter där laddningsströmmen 𝐼𝑐 är som störst när 𝐼𝐿 når sitt toppvärde. Energin lagrad i kondensatorn förser sedan lasten med ström i takt med att 𝐼𝐿 sjunker.
(Coates, 2018)
2.4.1 Buck-omvandlare som batteriladdare
Det redundanta systemet i detta projekt har ett 12 volts AGM bly-batteri med nominell kapacitet på 7 Ah som skall laddas under normal drift av den primära spänningskällan. En buck-omvandlare kan transformera ner den primära spänningsnivån till det redundanta batteriets spänningsnivå.
Laddning av Bly-batterier utförs bäst i 3 steg, därför bör buck-omvandlaren integreras med laddningskontroll. Inledande steg kallas bulkladdning och utgörs när det redundanta batteriets spänningsnivå ligger under 14,8 volt. Det redundanta 12 volts batteriet strömbegränsas av
omvandlaren till exempelvis 2 ampere. När det redundanta batteriets spänningsnivå når 14,8 volt går laddning in i sitt andra steg, absorptionsladdning. Batteriets laddningsström sjunker automatiskt successivt tills den når en femtedel av strömbegränsingsnivån. Samtidigt bibehålls spänningsnivån över det redundanta batteriet av omvandlare på 14,8 volt. Laddningsströmmen sjunker snabbt till en tiondel av strömbegränsningsivån laddningen går in i sitt sista steg, float-laddning. Omvandlarens spänningsnivå sänks och kompenserar endast för batteriets självurladdning.
Laddningskontroll bör även kompensera för batteriets temperatur och hantera överladdning.
Figur 14: 3-stegs laddning hämtad från LTC4013 datablad (Analog devices, 2018)
3 Metod och mätningar
Ett offline -och online -system kommer undersökas. Systemen kommer ställas mot nuvarande föreskrifter för ett 24 volt system. I detta avsnitt tas mätutrustning, konfiguration för systemen, boost-omvandlarens uppbyggnad samt de krav som ställs på båda systemen upp.
3.1 Tekniska föreskrifter för ett 24 volt-system
Samtliga komponenter/enheter behöver passera en rad tester och krav innan dom kan gå i
produktion. I detta avsnitt beskrivs några av dom krav och tester som existerande 24 volt-systemet har behövt möta.
Scanias tekniska föreskrifter för 24 volt-komponenter bestämmer inte vilka krav och tester ett producerande 24 volt-system behöver klara. Föreskrifterna bygger istället på komponenter/enheter som mottagare av ett fordons 24 volt-system. Vid analys av testresultat kommer dessa föreskrifter att användas som riktlinje. De nuvarande tekniska föreskrifterna bygger på standarder som är satta av Scania och fordonsindustrin i stort.
För att verifiera funktionell status skall utvärdering av tilltänkt enhet göras innan, under och efter testning. Utvärderingsmetoder klassificeras i sjunkande led från A till E där klass A har högst
funktionell status. Utvärderingsmetod väljs utifrån de säkerhetskrav som ställs på tilltänkt funktion.
För funktioner som är nödvändiga för att framföra ett fordon klassificeras alltid med den högsta funktionella statusen A.
En driftspänning mellan 16𝑉 ≤ 𝑑𝑟𝑖𝑓𝑡𝑠𝑝ä𝑛𝑛𝑖𝑛𝑔 < 32𝑉 skall ett 24 volt-system klara att upprätthålla under normal drift. Därför behöver det redundanta batterisystemet funktionella status utvärderas inom denna spänningstolerans.
Figur 15: Funktionsstatus för olika spänningsnivåer
Det redundanta batterisystemet bör anses som nödvändigt för en säker framfart av ett autonomt fordon. Det redundanta batterisystemet bör därför upprätthålla den högsta funktionella statusen A.
Även när driftspänningen ligger mellan 16𝑉 ≤ 𝑑𝑟𝑖𝑓𝑡𝑠𝑝ä𝑛𝑛𝑖𝑛𝑔 < 22𝑉.
Överspänningar orsakas normalt av fel i generatorns laddningsregulator eller när startkablar behöver användas, något som batterisystemet behöver kunna hantera. Med överspänningar upp till 36 volt bör det redundanta batterisystemet funktionella status klassificeras som A.
Det redundanta batterisystemet testas i labbmiljö och utsätts inte för en generators rippelspänning.
Istället kommer rippelspänning ut från det redundanta batterisystem analyseras. Rippelspänning ut från det redundanta batterisystemet kan uppstå när kraftförsörjningen bryts, slås på eller vid övergångar mellan olika spänningskällor.
Figur 16: Rippelspänning mäts från topp till topp kring driftspänningen och betecknas 𝑉𝑃−𝑃
Vid normal drift får inte en rippelspänning ut från det redundanta batteri-systemet överstiga 3 volt topp till topp kring driftspänningen. I kortare perioder får en rippelspänning uppgå till 6 volt topp till topp kring driftspänningen.
3.2 Mätningsmetoder
Uppmätning av fysiska värden sker analogt men kommer hanteras digitalt. Konvertering mellan analogt och digitalt sker med en så kallad DAQ (Data Acquisition). DAQ-enheten tar samples från dom analoga verkliga fysiska värdena och konverterar dem till numeriska värden.
De numeriska värdena kan sedan hanteras av en PC. DAQ-enheten fungerar som ett gränssnitt mellan en PC och dom fysiskt uppmätta värdena.
För uppmätning av fysiska storheter kommer DAQ-enheten Sirius STG från företaget Dewetron användas. DAQ-enheten Sirius STG har en justerbar samplingshastighet upp mot 20000 𝑘𝑆/𝑠𝑒𝑐 och kan detektera spänningsvariationer på 5 𝑚𝑉. BNC koaxialkabel med två banankontakter används för att överföra uppmätta spänningar till DAQ-enheten. För uppmätning av strömmar fastställer DAQ- enheten spänningen över en shuntresistor med ett känt motstånd. Dewetron X vilket är tillhörande mjukvara kan sedan konvertera spänningen över shuntresistorn med hjälp av ohms lag. I mjukvaran Dewetron X är det även möjligt att tvåpunkts- eller funktion- kalibrera uppmätta spänningar. Innan testerna har utförts har shuntresistorerna för strömmätning tvåpunkts kalibrerats. Kalibrering utförs genom att fastställa strömmen genom shuntresistorn med en kalibrerad multimeter. Även
spänningen över shuntresistorn fastställs med en multimeter. Det går nu att fastställa vilken spänningsnivå som motsvarar vilken ström i mjukvaran Dewetron X. Datan som förvärvas under ett test sparas och konverteras till en matlab-fil. Behandling och dataanalys sker istället i matlab även fast Dewetron X kan användas för detta ändamål.
Under testerna har en last som kan motstå höga effekter men samtidigt kunna hålla en låg resistans behövts. Därför har en elektronisk last använts men även en reostat har använts när den elektroniska lasten inte varit tillgänglig.
EA-EL 9080–200 har använts som elektronisk last vid test av boost-omvandlaren spännvidd. Den elektroniska lasten har en upplösning på 100mA. Strömmen ut från boost-omvandlaren kommer därför att stegas upp 0.1 ampere i taget. Boost-omvandlaren skall hålla en spänning över lasten på 24 volt. Med ohms lag kan därför den elektroniska lasten resistansen under testet av boost-
omvandlarens spännvidd uppskattas med ohms lag.
Figur 17: Värden på resistans över elektroniks last vid test av boost-omvandlare
3.3 UPS-konstellationer
Utöver testning av boost-regulatorn kommer ett offline-system att prövas. Men även en korsning mellan ett online- och line interactive-system. Tanken är undersöka hur övergångarna mellan den primära- och den redundanta- energikällan ser ut vid de olika UPS-konstellationerna.
I samtliga prov är batteriladdarna enligt figur 2 till figur 6 exkluderade. Batteriladdning är i allmänhet ett långsamt förlopp och därför ointressant vid test av övergångar mellan primär- och redundant- energikälla.
Mätning av fysiska värden sker med DAQ-enheten Dewetron sirius STG. Under testning av olika UPS- konstellationer mäts följande värden upp:
1) Spänning in: 𝑉𝑖𝑛
2) Ström in: 𝐼𝑖𝑛
3) Spänning över det redundanta batteriet:𝑉𝑟𝑒𝑠 4) Ström från det redundanta batteriet:𝐼𝑟𝑒𝑠
5) Ström ut från boost-regulatorn: 𝐼𝑢𝑡𝑏𝑜𝑜𝑠𝑡
6) Spänning ut från boost-regulatorn: 𝑉𝑢𝑡𝑏𝑜𝑜𝑠𝑡
7) Ström ut till applikation: 𝐼𝑢𝑡 8) Spänning över applikation: 𝑉𝑢𝑡
3.3.1 Testkonfiguration av offline-system
Figur 18: Schema för test av offline-system
Vid normal drift är den logiska styrningen noll. Det normalt stängda relät (NC) är slutet och det normalt öppna relät (NO) är öppet. En last på 50 Ω ansluts över 𝑉𝑢𝑡som kraftförsörjs av den primära energikällan 𝑉𝑖𝑛via förbikopplingen och det normalt stängda relät (NC).
När den logiska styrningen är hög öppnar det normalt stängda relät (NC) och det normalt öppna relät (NO) sluter. 𝑉𝑖𝑛kopplas bort och det redundanta batteriet börjar kraftförsörja tilltänkt applikation vid 𝑉𝑢𝑡.
3.3.2 Testkonfiguration online-system
Under denna konfiguration används inget relä vid övergång mellan den primära- och den
redundanta- spänningskällan. Istället kommer den ena spänningskällan vara den dominant ledande medan den andra källan är recessiv. Vid första testet skall övergången undersökas när primärkällans spänning sjunker långsamt. Vid andra testet undersöks övergångens karakteristik när den primära källan tvärt bryts. Även övergången från den redundanta spänningskällan till den primära när den primära spänningskällan tvärt slås på undersöks.
En kompromiss mellan online- och line interactive-system har konstruerats. Detta för att komma förbi online-systems låga verkningsgrad, men samtidigt behålla online-systems förmåga att kontinuerligt kunna försörja last med effekt, något som line interactive-system inte klarar av vid övergången mellan olika spänningskällor.
Figur 19: Schema för test av online-system
Om𝑉𝑖𝑛≻ 𝑉𝑟𝑒𝑠är 𝑉𝑖𝑛den dominanta spänningskällan och 𝑉𝑟𝑒𝑠den recessiva, 𝐼𝑟𝑒𝑠är då noll. 𝐼𝑖𝑛förser samtlig ström till regulatorn. D2 förhindrar 𝐼𝑖𝑛från att vandra ner till det redundanta batteriet.
Om 𝑉𝑖𝑛 ≼ 𝑉𝑟𝑒𝑠är 𝑉𝑟𝑒𝑠den dominanta spänningskällan och 𝑉𝑖𝑛den recessiva, 𝐼𝑖𝑛är noll. 𝐼𝑟𝑒𝑠förser samtlig ström till regulatorn. D1 förhindrar 𝐼𝑟𝑒𝑠att vandra ut mot den primära spänningskällan.
Om 𝑉𝑖𝑛 = 𝑉𝑟𝑒𝑠är 𝐼𝑖𝑛 = 𝐼𝑟𝑒𝑠
3.4 Kretskortdesign och val av komponenter för boost-omvandlare
För att utvärdera olika utförande av UPS-system konstruerades en boost-omvandlare.
Innan konstruktion, beräknas omvandlarens effektsteg med ekvationer i avsnitt 2.3.1, samt förutbestämda parametrar givna från nuvarande kraftförsörjningssystem.
En uppskattning av den maximala toppström som flyter genom omkopplaren, induktorn och dioden beräknas med ekvationer 1 till 3 till 61.25 ampere.
Med en uppskattad toppström kan induktorns induktans beräknas till 74,1 μH med ekvation 4.
Induktansens beräknade värde kan vara större men får inte understiga 74,1 μH.
Kondensatorn på omvandlarens utgång estimeras med ekvation 6 till 423 μF och skall inte understigas om rippelspänningen skall hållas på en rimlig nivå.
Figur 20: Kretsschema boost-omvandlare
Vald induktors induktans ligger på 680 μH. Det finns inte en beställningsbar induktor som klarar strömmen på 61.25 ampere. En aluminiumelektrolyt kondensator med lågt ESR och en kapacitans på 680 μF placeras på position C7 på omvandlarens utgång. Istället för att parallellt placera ytterligare en aluminiumelektrolyt kondensator på C6 väljs istället en keramisk kondensator med en kapacitans på 68 pF. Kondensatorerna på omvandlarens ingång väljs samma kapacitans som på utgången. En aluminiumelektrolytkondensator med en kapacitans på 680 μF kopplas parallellt med en
polypropylenfilm-kondensator med en kapacitans på 6,80 μF.
För att anpassa spänningsnivån på den återkopplande ledaren till mikrokontrollen Attiny 85 kopplas återkopplingsledaren till en spänningsdelare. Attiny 85 kan ta emot en analog signal mellan 0 och 5 volt där en utspänning på 30 volt motsvarar 5 volt till mikrokontrollen. Mikrokontrollen gör om den analoga återkopplingssignalen till en 10-bit signal med en inter ADC. Utspänningens upplösning ligger därför på 1024 steg mellan 0 volt till 30 volt, dvs ca 30 mV.
Genom att justera omvandlarens börvärde med en potentiometer kopplad till mikrokontrollen kan utspänningen ändras. Spänningsregulator 7805 försörjer mikrokontrollen och potentiometern med en spänning på 5 volt. Återkopplings-signalens värde jämförs med börvärdet i attinys
programmerade mjukvara. Ligger spänningen på återkopplingsledaren utanför börvärdet justerar mikrokontrollen PWM-signalens pulskvot till omkopplaren.
Figur 21: PWM fast mode Attiny 85
Attiny 85 kan generera olika slags PWM-signaler på pin 5 och 6. PWM- signalen programmeras till
‘fast mode’ med en 8-bit upplösning (se figur 21). Pulskvoten på PWM-signalen justeras genom att värdet för de helstreckade linjerna flyttas upp eller ner. Frekvensen på PWM-signalen kan ställas med ekvation
𝑓𝑃𝑊𝑀 =𝑓𝑘𝑙𝑜𝑐𝑘𝑎,𝐴𝑡𝑡𝑖𝑛𝑦 85 𝑁∗ 256
Variabeln N är en så kallad prescaler och sätts till 1. Atinys klocka kan uppnå en hastighet på 20 MHZ men sätts 8MHZ. Med en 8-bit upplösning är frekvensen på PWM-signalen ställd till 31500 HZ.
Samtlig kod programmeras i arduino och bränns över till Attiny 85 via ett arduino uno kort.
Figur 22: Kretskort designad i programmet easy eda
4 Resultat
Tre olika tester utförs och redovisas i detta avsnitt. Boost-omvandlaren utvärderas samt UPS- konstellationerna i avsnitt 3.3. För att utvärdera resultaten och kretsarnas funktionella status kommer kraven ställda i avsnitt 3.1 användas.
4.1 Boost-omvandlare
Boost-omvandlaren fungerar som ett återkopplande reglersystem där spänningen ut representerar är-värdet. Börvärdet ställs med en spänning mellan 5 och 0 volt med potentiometer. Börvärdet och ärvärdet analyseras och behandlas sedan av mikrokontrollen Attiny 85 som styr omkopplarens pulskvot.
En justerbar elektronisk last används för att testa boost-regulatorn. Den elektroniska lasten fungerar strömbegränsande och beräknar internt resistansen med ohms lag. När den elektroniska lasten justeras kommer initialt resistansen gå från oändligt hög till 240Ω. Strömbegränsningen kommer stegvis ökas och lastens resistans minska under testet.
Testet kommer avslutas när boost-regulatorn inte längre kan upprätthålla spänningen över lasten.
Parametrar som har uppmätts och beräknats under test av boost-omvandlare:
1) Spänning in: 𝑉𝑖𝑛
2) Spänning ut: 𝑉𝑢𝑡
3) Strömmen in: 𝐼𝑖𝑛 4) Strömmen: 𝐼𝑢𝑡 5) Effekt in: 𝑃𝑖𝑛
6) Effekt ut: 𝑃𝑢𝑡
7) Omvandlarens verkningsgrad: ŋ
Figur 23: Test av boost-omvandlaren med stegvis ökande last
Graferna i figur 23 visar en tydlig översvängning i början när lasten går från ca 240 Ω till 120 Ω dvs, ungefär 7 sek in i provet. Graferna i figur 23 visar även hur boost-omvandlaren inte längre kan upprätthålla spänningen över den elektroniska lasten, dvs ungefär 38 sek in i provet. Den elektroniska lastens resistans motsvaras ungefär av 17 Ω vid en ström på 1.4 ampere.
Figur 24: Visar hur 𝐼𝑖𝑛, 𝐼𝑢𝑡 och 𝑉𝑢𝑡 reagerar när resistansen över en elektronisk last sjunker från 240 Ω till 120 Ω
När lastens resistans går från 240 Ω till en resistans på120 Ω sjunker 𝑉𝑢𝑡 drastiskt. Samtidigt ökar 𝐼𝑢𝑡 från 15 mA till 130mA med en väldigt kort stigtid, något som orsakar översvängningar med ett omvänt stegsvar på utspänningen. För att upprätthålla och kompensera för den högre strömmen ut och den sjunkande utspänningen behöver strömmen 𝐼𝑖𝑛 öka. Mikrokontrollern kommer att öka pulskvoten och 𝐼𝑖𝑛 får ett nytt börvärde att rätta sig efter. Inströmmens stegsvar kommer därför att följa utspännings (ärvärdet) översvängningar och omvända stegsvar, men med en induktiv
fasförskjutning där 𝐼𝑖𝑛 ligger ungefär 90° efter 𝑉𝑢𝑡. Initialt vid övergången mellan lastens resistiva värden är 𝐼𝑢𝑡 större än 𝐼𝑖𝑛.
Översvängningen för inströmmen ligger som högst på 45% medan spänningens översvängning ligger på ungefär 12%. Inströmmens stigtid är 40 𝑚𝑆.
Under en kort period uppstår en översväng och en rippelspänning på utgången uppmätt till 4.18 volt från topp till topp, vilket är en godkänt tillfällig rippelspänning enligt Scanias tekniska föreskrifter.
Översvängen sjunker gradvis och rippelspänningen stabiliseras på utgången vid 0.63 volt topp till topp. Godkänd rippelspänning som elektriska enheter skall klara under normal drift ligger på 1 volt topp till topp enligt Scanias tekniska föreskrifter.
Figur 25: Boost-omvandlarens verkningsgrad
En ideal boost-omvandlare utan förluster har en verkningsgrad på 100%. Dock så är en transient uppmätt med en verkningsgrad på 1713%. Vilket betyder att effekten ut är 17.13 gånger högre än effekten in. Eftersom energi inte kan skapas utan endast omvandlas från en form till en annan agerar boost-omvandlaren därför som en energikälla. Boost-omvandlarens energibevarande komponenter induktorn och kondensatorerna tillhandahåller strömmen ut vid övergången
från 15 mA till 130mA, samtidigt som strömmen in anpassar sig efter sitt nya börvärde under samma tidpunkt.
När resistansen sänks ytterligare stabiliseras boost-omvandlaren. Verkningsgraden för boost- omvandlaren ligger då mellan 85–91%. Effektförluster som uppstår i boost-omvandlaren är främst omkopplingsförluster i omvandlarens transistor.
Figur 26: In zoomat på området där boost-omvandlaren inte längre klarar att upprätthålla utspänningen
När strömmen ut når 1.4 ampere kan inte längre utspänningen upprätthållas. Regulatorn har gått in i diskontinuerligt läge. Strömmen in är en indikator på hur induktorns rippelström ser ut. Strömmen in visar att toppen av induktorns rippelström är större än sitt medelvärde. Ringningar på strömmen in är även det ett tecken på att regulatorn är i diskontinuerligt ledande läge. När regulatorn är i
diskontinuerligt ledande läge kommer strömmen inducerad i induktorn vara noll innan en PWM-cykel är avslutad.
4.2 Offline-system
Figur 27: Övergången från primär- till redundant-kraftkälla hos ett offline-system
När styrsignalen för reläerna går från låg till hög bryts den primära spänningskällan och den redundanta tar över. Figur 27 visar inställningstiden för boost-regulatorn och det redundanta batteriet att återställa en kraftförsörjning till lasten. Lasten saknar kraftförsörjning i 1.3 ms.
Figur 28: Övergången från redundant- till primär-kraftkälla hos ett offline-system
När styrsignalen för reläerna går från hög till låg bryts den redundanta spänningskällan och den primära spänningskällan tar över. Figur 28 visar inställnings tiden för den primära spänningskällan att återställa en kraftförsörjning till lasten. Lasten saknar kraftförsörjning i 30 ms. Transienter i slutet av
4.3 Online-system
4.3.1 Långsamt successiv spänningsförändring på primärkälla
Figur 29: Långsamt successiv förändring på primärkälla (huvudkällan) och den redundantakällan (resecciva källan)
Den primära spänningen minskas långsamt under det redundanta batteriets spänningsnivå.
Strömmen från den primära kraftkällan till lasten minskar i takt med den primära spänningsnivån, medan strömmen från det redundanta batteriet till lasten ökar i takt med att den primära
spänningsnivån minskar. Rippelströmmar ligger över både den primära- och den redundanta - strömmen då båda passerar genom boost-regulatorn.
Figur 30: Effekt, spänning och ström under samma tidsperiod
Effekt, ström och spänning är oförändrad och jämn under samma tidsperiod. Rippelspänningens värde är som störst på 0.24 volt topp till topp under samma tidsperiod. Testet klarar samtliga krav ställda enligt Scanias tekniska föreskrifter för rippelspänning.
4.3.2 Successiv spänningsförändring på primärkälla
Figur 31: Övergången från primär- till redundant-kraftkälla hos ett online-system
I figur 31 visar den övre grafen spänningen över last, primärkälla och redundant källa när den primära kraftkällan ådrar sig ett avbrott. Den undre grafen visar strömmen genom last, in till boost- omvandlare samt till primär- och sekundär-kraftkälla.
När den primära kraftkällan ådrar sig ett avbrott faller spänningen med en omvänd stigtid på 68 ms.
Under den tidsperiod som den primära spänningen sjunker transformerar boost-regulatorn upp den primära spänningen till 24 volt över lasten. Den primära strömmen under denna tidsperiod ökar något medan strömmen från det redundanta batteriet är noll. När spänningen från den redundanta spänningskällan är 97,87% av den primära ökar det redundanta batteriets ström och den primära källans ström sjunker. Spänningen in till boost-omvandlaren sjunker aldrig under det redundanta batteriets spänningsnivå.
Figur 32: Rippelspänning vid övergången från primär- till redundant-kraftkälla hos ett online-system
En mindre transient uppstår vid övergången mellan den primära- och den redundanta -strömmen.
Topp- till topp-värdet för rippelspänningen över lasten ligger på 0.82 V vilket är väl inom kraven.
Figur 33: Övergången från redundant- till primär-kraftkälla hos ett online-system
I figur 33 visar den övre grafen spänningen över last, primärkälla och redundant källa när den primära kraftkällan slås på. Den undre grafen visar strömmen genom last, in till boost-omvandlare samt till primär- och sekundär-kraftkälla.
När den primära kraftkällan slås på ökar spänningsnivån från 0 till 21 volt med en stigtid på 22 ms.
Inte förrän den primära spänningen är 97,87% av den redundanta spänningen börjar den primära strömmen att leda.
Figur 34: Rippelspänning vid övergången från redundant- till primär-kraftkälla hos ett online-system
Omvandlarens pulskvot hinner inte anpassa sig efter den primära spänningskällan snabba stigtid, något som orsakar en kraftig översväng. En tillfällig rippelspänning på 7.67 volt topp- till topp-orsaks vid övergången mellan den primära- och den redundanta-kraftkällan. Den tillfälliga rippelspänningen klarar inte dom krav satta av Scania.
4.3.3 Abrupt avbrott och återupptagande av primär elkraftskälla
Figur 35: Övergången från primär- till redundant-kraftkälla hos ett online-system
I figur 35 visar den övre grafen spänningen över last, primärkälla och redundant källa när den primära kraftkällan ådrar sig ett avbrott. Den undre grafen visar strömmen genom last, in till boost- omvandlare samt till primär- och sekundär-kraftkälla.
När den primära kraftkällan ådrar sig ett avbrott faller spänningen ner tvärt. Den primära strömkällan uppvisar kontaktorstudsar för att sedan falla tvärt. Varken den primära- eller den redundanta
elkraftskällan försörjer lasten med ström under 2 ms. Istället förser boost-omvandlarens induktor lasten med ström under denna period.
Figur 36: Rippelspänning vid övergången från primär- till redundant-kraftkälla hos ett online-system
En transient uppstår vid övergången mellan den primära- och den redundanta -strömmen. Topp- till topp-värdet för rippelspänningen över lasten ligger på 6,37 vilket är precis utanför dom krav satta av Scania.
Figur 37: övergången från redundant- till primär-kraftkälla hos ett online-system
I figur 37 visar den övre grafen spänningen över last, primärkälla och redundant källa när den primära kraftkällan slås på. Den undre grafen visar strömmen genom last, in till boost-omvandlare samt till primär- och sekundär-kraftkälla.
När den primära kraftkällan slås på ökar spänningsnivån från 0 till 21 volt med knappt någon stigtid.
Figur 38: Rippelspänning vid övergången från redundant- till primär-kraftkälla hos ett online-system
Omvandlarens pulskvot hinner inte anpassa sig efter den primära spänningskällan snabba stigtid, något som orsakar en kraftig översväng. En tillfällig rippelspänning på 11,72 volt topp till topp orsakas vid övergången mellan den primära- och den redundanta-kraftkällan. Den tillfälliga
rippelspänningen klarar inte dom krav satta av Scania. Boost-omvandlaren omhändertar majoriteten av transienten som uppstår när den primära källan åter inkopplas.
5 Diskussion och analys av resultat
Två olika redundanta batterisystem för autonoma fordon har prövats. Ett offline-system och en variant av ett online-system. För att reglera det redundanta batteriets lägre spänning i båda
systemen har en boost-omvandlare konstruerats. Boost-omvandlaren har prövats individuellt innan den har testat med UPS-konstellationerna.
5.1 Utvärdering av boost-omvandlare
Boost-omvandlarens primära uppgift är att transformer upp det redundanta batteriets spänningsnivå till 24 volt över tilltänkt UPS-försörjd kontrollenhet. Uppdelning av kontrollenheternas funktionalitet är ännu inte fastställd. Istället har ett estimerat värde på strömmen bestämts till den tilltänkta UPS- försörjda kontrollenheten på 20 ampere. Med en verkningsgrad på 0.9 kan strömmen in beräknas med ekvation
𝜂 =𝑃𝑈𝑇
𝑃𝐼𝑁 ↔𝐼𝐼𝑁=𝑉𝑈𝑇∗ 𝐼𝑈𝑇
𝑉𝐼𝑁∗𝜂 (17)
Med ekvation 17 beräknas medelströmmen in till 53,3 ampere med en spänning in på 10 volt.
Toppströmmen beräknas med ekvation 3 och uppskattas till 54,58 ampere. Det existerar IC-kretsar som är designade för att kontrollera boost-omvandlare som kan uppnå en verkningsgrad upp mot 0,98–0,99. Medel strömmen in sjunker då till 49,7–50,2 ampere.
Vid design av kretskort skall ledningsarean anpassas efter den beräknade toppströmmen och medelströmmen. Hos dom flesta kretskortstillverkare är den maximala tjockleken på varje
kopparlager 0,637 mm. Ett kretskort med en koppartjocklek på 0,637 mm krävs en ledningsbredd på 97,2 mm för att klara en toppström på 54,58 ampere. Ledningsbredden är beräknad med en
lufttemperatur på 25 ℃ och en temperaturstegring på 10 ℃ när toppströmmen flyter genom kretskortets ledningar.
Om inte omöjligt så är en ledningsbredd på 97,2 mm väldigt opraktiskt. Det finns dock ett fåtal kretskortstillverkare som kan tillverka kretskort med tjockare kopparlager. Specialtillverkade kretskort med extremt tjocka kopparlager är väldigt kostsamt.
Induktorer som klarar den höga toppströmmen som samtidigt har den induktans som krävs finns inte att köpa direkt färdig från butik. Synnerhet induktorns ledningsarea begränsar utbudet. Det är möjligt att specialbeställda induktorer anpassade efter projektets behov. Induktansen kan minskas genom att öka omkopplarens frekvens. Dock påverkas omvandlarens verkningsgrad negativt av en ökad frekvens då omkopplings förlusterna ökar.
Boost-omvandlaren konstruerad under projekts gång klarar inte att leverera en ström på 20 ampere.
För att kunna kraftförsörja höga laster och samtidigt uppnå en hög effekt behövs en rad åtgärder genomföras.
5.2 Utvärdering av offline-system
Ett offline-system har prövats och undersökts. Främst har övergången mellan primär- och redundant- kraftkälla varit av intresse. Vid övergången blir tilltänkt UPS-försörjd kontrollenhet utan effekt i ungefär 1,3 ms. Längden på tidsperioden kontrollenheten är utan effekt beror mycket på reläts karakteristik. Det tar även en mindre tid för det redundanta batteriets ström att gå från 0% till 100%
vid övergång.
Tidsperioden vid övergången mellan primär- och redundant kraftkälla kan minskas med snabbare relän. Ett ytterligare alternativ som skulle kunna minska övergångstiden är att byta ut reläna mot en omkopplare konstruerad av transistorer. Problemet kommer dock kvarstå, tilltänkt UPS-försörjd kontrollenhet blir utan effekt under en tidsperiod vid övergången mellan kraftkällor. Detta utgör en risk för omstart av kontrollenhet även om enheten skulle vara strömlös under en kort tidsperiod.
Risken för omstart av kontrollenheten minskar med kortare tidsperiod utan effekt. Skulle kontrollenheten startas om under drift finns det en risk att fordonet framföras blint under omstartsperioden.
Vid övergången från redundant- till primär-kraftförsörjning orsakar det normalt stängda relät kontaktorstudsar när det sluter. Huruvida kontaktorstudsar orsakar störningar på UPS-försörjd kontrollenhet bör undersökas. Kontaktorstudsar kan förhindras både med hårdvara eller mjukvara.
5.3 Utvärdering av online-system
Olika former av övergångar mellan kraftkällor har undersökts hos ett online-system. Ingen omkopplare behövs till skillnad mot ett offline-system. Kraftkällorna fungerar i symbios med varandra. Testerna när kraftkälla sänks successivt börjar den recessiva kraftkällan leda ström när spänningsnivån är 97,87% av den dominanta kraftkällan. Vid abrupt avbrott och återupptagande av primärkälla sker ingen strömförsörjning av någon kraftkälla under en tidsperiod på 2 ms. Istället strömförsörjs lasten av omvandlarens induktor. Vid samtliga test blir tilltänkt UPS-försörjd kontrollenhet aldrig utan effekt, vilket tar bort risken för omstart av UPS-försörjd kontrollenhet.
Övergången från redundant- till primär-kraftkälla vid två test stiger den primära spänningen snabbt.
Boost-omvandlaren hinner inte att reglera sin pulskvot tillräckligt snabbt. En rippelspänning över lasten uppstår som ligger över tillåten nivå för spänningsrippel under kort tid. Rippelspänningen är uppmätt till 7,64 volt och 11,72 topp- till topp-volt när primärkällan återupptas.
Enligt Scanias föreskrifter tillåts en tillfällig rippelspänning på 6 volt topp till topp. Översvängen är något som kan överbryggas på flera olika sätt. Det finns ett flertal elektriska DC-mjukstartsapparater på marknaden som kan appliceras på detta projekt. I ett flertal IC-kretsar designade för att
kontrollera boost-omvandlare finns även överspänningsskydd inbyggt. En extern krets som tar hand om överspänningar kan även ses som ett alternativ.
Spänningar under 24 volt behöver boost-omvandlaren transformera upp spänningen till den UPS- försörjda kontrollenheten. Spänningar mellan 24 och 32 volt däremot hålls regulatorns omkopplare öppen. Den primära spänningen transformeras varken upp eller ner mellan dessa spänningar. Den primära strömmen kommer fortfarande att vandra genom omvandlarens induktor och diod. Det är därför fördelaktigt att välja en induktor med låg intern resistans. I synnerhet vid höga strömmar och höga laster. Detta för att undvika spänningsdelning mellan induktorn och tilltänkt UPS-försörjd kontrollenhet. Av samma anledning bör dioden bytas ut mot en transistor som arbetar synkront mot omvandlarens omkopplare. Transistorer har vanligtvis lägre resistans i sitt slutna läge än dioder.
En kombinerad buck/boost-omvandlare är något som inte behöver övervägas hos ett offline-system, där DC/DC-omvandlaren endast behöver transformera upp det redundanta batteriets spänningen.
När det gäller online-system bör en kombinerad buck/boost-omvandlare övervägas. Det gäller främst om den primära spänningen stiger över 24 volt. Stiger spänningen över 24 volt kan en buck/boost- omvandlare transformera ner spänningen över den tilltänkta UPS-försörjda kontrollenheten. En negativ aspekt är att verkningsgraden är lägre hos en kombinerad buck/boost-omvandlare jämfört med en separat boost-omvandlare.
