Examensarbete
LITH-ITN-ED-EX--02/29--SE
Konstruktion av
datainsamlingskort för
mätsystemet COMET
Magnus Karlström
Christofer Rydvall
2002-12-19
LITH-ITN-ED-EX--02/29--SE
Konstruktion av
datainsamlingskort för
mätsystemet COMET
Examensarbete utfört i Elektronikdesign
vid Linköpings Tekniska Högskola, Campus Norrköping
Magnus Karlström
Christofer Rydvall
Handledare: Marcus Nilsson
Examinator: Qin-Zhong Ye
Norrköping den 2002-12-19
Rapporttyp Report category Licentiatavhandling x Examensarbete C-uppsats x D-uppsats Övrig rapport _ ________________ Språk Language x Svenska/Swedish Engelska/English _ ________________ Titel Title
Konstruktion av datainsamlingskort för mätsystemet COMET
Design of data acquisition module for the measurement system COMET Författare Author Karlström, Magnus Rydvall, Christofer Sammanfattning Abstract
During test flights SAAB uses the data acquisition system COMET 16. The part of the system that receives the signals from the sensors and converts them is called KSM 15. The purpose of this thesis is to develop a data acquisition module on stacked PC/104 modules with a lower production cost.
Our work has been divided into one part about analog signal conditioning and a second part with digital filtering and memory management of the sampled data. The analog part, designed of regular components like instrument amplifiers, voltage references, operational amplifiers and multiplexers, adjusts the sensors signal levels for the ADC’s that converts the signals. In the digital part the sampling frequency is decimated by digital FIR filters in several stages down to 16 Hz. All the resulting data is temporarily stored in a SDRAM memory before being recovered by the HL-11 board that handles the communication with the other parts of the COMET system. We have made a design proposal that needs some additional work and testing before a prototype can be made. It’s primarily the C code in the digital part that needs further development.
Our result and conclusions should be a great help in the future when developing a small, cheap data acquisition system.
ISBN
_____________________________________________________ ISRN LITH-ITN-ED-EX--02/29--SE
_________________________________________________________________
Serietitel och serienummer ISSN
Title of series, numbering ___________________________________
Nyckelord
Datum Date
2002-12-19
URL för elektronisk version www.ep.liu.se/exjobb/itn/2002/ed/
Avdelning, Institution Division, Department
Institutionen för teknik och naturvetenskap Department of Science and Technology
1 Sammanfattning
Under testflygningar använder SAAB mätsystemet COMET 16 för en mängd olika typer av mätningar. Den del i systemet som tar emot signaler från givarna och omvandlar dem till digital form heter KSM 15. Examensarbetet syftar till att utveckla ett billigt
datainsamlingskort i den vidareutvecklade KSM 15 som kommer att bestå av stackade kretskort i PC/104 format.
Arbetet har delats upp i en analog signalanpassningsdel och en digital del för filtrering och minneshantering av samplad data. Den analoga delen är konstruerad med vanliga komponenter som instrumentförstärkare, spänningsreferenser, op-förstärkare och multiplexers och anpassar givarnas signaler till de ADC:er som sköter
AD-omvandlingen. I den digitala delen decimeras samplingsfrekvensen med digitala FIR filter i flera steg ner till 16 Hz. All resulterande data lagras tillfälligt i ett SDRAM minne innan det hämtas av HL-11 kortet som sköter HOTLink kommunikationen med övriga delar av COMET systemet.
Arbetet har lett fram till ett konstruktionsförslag som dock kräver en del vidare arbete och verifikation för att kunna användas. Det är i första hand C koden i det digitala delen som kräver ytterligare arbete för att erhålla erforderliga prestanda.
De resultat vi kommit fram till tror vi kan vara till god hjälp när man i framtiden vill ta fram ett billigare mätsystem i litet format.
2 Förord
Denna rapport är resultatet av ett examensarbete som utförts på avdelningen TFIM vid SAAB Aerospace i Linköping under år 2002. Författarna vill tacka vår handledare Marcus Nilsson vid TFIM, examinatorn Qin-Zhong Ye vid ITN och våra opponenter för deras arbete.
Förutom dessa personer vill vi också passa på att tacka de personer på SAAB som varit oss behjälpliga i olika frågor som kommit upp under arbetets gång. Vi vill även tacka våra familjer för deras stöd.
3 Innehållsförteckning
1 SAMMANFATTNING ...1
2 FÖRORD ...2
4 FIGUR OCH TABELLFÖRTECKNING...4
5 INLEDNING ...6
5.1 BAKGRUND...6
5.2 SYFTE OCH MÅLSÄTTNING...6
5.3 METOD...7
6 TERMER OCH FÖRKORTNINGAR...8
7 FÖRSTUDIE ...9
7.1 COMET 16...9
7.2 PC/104...10
7.3 SYSTEM-ON-CHIP, SOC ...11
7.3.1 Fördelar med SOC...11
7.4 SIGMA-DELTA OMVANDLARE...11
7.4.1 Kvantisering ...12
7.4.2 Sigma-Delta omvandling ...12
7.5 DIGITALA FILTER...12
7.5.1 Linjär fas ...13
7.5.2 FIR algoritmen ...13
7.5.3 Test av FIR filter...13
7.5.4 Onödiga beräkningar ...13
7.5.5 Cirkulära buffertar ...14
7.5.6 Falska cirkulära buffertar ...14
7.6 DECIMERING...15
7.6.1 Vilka signaler kan decimeras?...15
7.6.2 Implementering av decimering ...15
7.6.3 Fördelar med ett decimerande FIR filter...16
7.6.4 Algoritmen ...16
7.6.5 Test av decimerande FIR filter ...16
7.7 GIVARE...16 7.7.1 Temperaturgivare ...17 7.7.1.1 Halvledargivare ... 17 7.7.1.2 Motståndstermometrar... 17 7.7.1.3 Termoelement... 18 7.7.1.4 Termistorer ... 18 7.7.2 Potentiometrar för lägesmätning...19 7.7.3 Trådtöjningsgivare ...19 7.7.4 Tryckgivare...20 7.7.5 Accelerometrar ...20
7.8 SIGNALANPASSNING OCH GIVARMATNING...21
8 SPECIFIKATION FÖR ADAM-11...23
8.1 FÖRSTA SPECIFIKATION...23
8.2 SLUTLIG SPECIFIKATION...24
8.3 FÖRKLARING AV SKILLNADER...24
9 ANALOG DEL...26
9.1 UPPBYGGNAD OCH FUNKTIONSBESKRIVNING...26
9.2 BYGLINGAR, SWITCHAR ELLER RELÄER?...28
9.3 AVKOPPLINGSKONDENSATORER OCH MÖNSTERKORTSLAYOUT...29
9.4 INSTRUMENTFÖRSTÄRKARE...30
9.6 ADC ...32
9.7 SPÄNNINGSREFERENS...35
9.8 STRÖMMATNING AV GIVARE...36
9.9 DC/DC OMVANDLARE...37
9.10 MÄTNINGAR PÅ ANALOGDELEN...38
9.10.1 Common Mode Rejection Ratio ...38
9.10.2 Övre och undre gränsfrekvens...39
9.10.3 Effektförbrukning för analogdel och givarmatning ...40
10 DIGITAL DEL ...42 10.1 TRISCEND A7 CSOC ...42 10.1.1 ARM7TDMI ...43 10.1.2 Intern systemklocka ...44 10.1.3 Intern systembuss...44 10.1.4 Sideband signaler ...45
10.1.5 Inbäddad Programmerbar Logisk Arkitektur ...46
10.1.6 Programmerbara I/O...46
10.1.7 Memory Interface Unit ...46
10.1.8 Avbrott ...47 10.1.9 Fastchip ...47 10.2 FUNKTIONSBESKRIVNING...47 10.2.1 Klockgenerering ...48 10.2.2 I2S mottagare ...49 10.2.3 Avbrottsgenerator...49
10.3 LAGRING OCH HANTERING AV DATA I MINNET...50
10.4 PROGRAMKOD...51
10.4.1 Filterfunktion...52
10.4.2 Avbrottshanterare...56
10.5 PRESTANDABERÄKNINGAR...58
10.6 BERÄKNING AV FIR FILTERKOEFFICIENTER...59
10.7 TEST AV FILTER...61 10.7.1 Impulssvar ...61 10.7.2 Stegsvar ...62 10.7.3 Sinussignal...62 10.7.4 Sammansatt sinussignal...63 10.7.5 Impulstest i A7 ...66 10.8 DIGITALDELENS EFFEKTFÖRBRUKNING...66
11 PROBLEM UNDER ARBETET ...67
11.1 PROBLEM MED DATAÖVERFÖRINGEN MELLAN ADC:N OCH A7:AN...67
11.2 AVBROTTGENERERINGSFEL...68
11.3 PROBLEM MED A7:ANS CACHE-MINNE...68
12 RESULTAT OCH SLUTSATSER ...70
13 REFERENSER...72 13.1 INTERNET...72 13.2 LITTERATUR...72 13.3 PERSONER...72 13.4 DATABLAD...73 14 BILAGA...74 14.1 PROGRAMKOD I C...74
4 Figur och tabellförteckning
Figurer Figur 1: Blockschema över COMET 16 ...9Figur 4: Sigma-Delta omvandlare ...12
Figur 5: Cirkulär buffert ...14
Figur 6: Kopplingsschema för en kanal i analogdelen ...26
Figur 7: Blockschema samt förslag på hur PCM1800 kan kopplas in...34
Figur 8: Kopplingsschema för 2,1V spänningsreferens. ...35
Figur 9: Kopplingsschema för den temperaturkompenserade strömgeneratorn samt en resistiv last. ...37
Figur 10: Blockdiagram över Triscend A7 CSoC ...43
Figur 11: Blockschema över CSI bussen...45
Figur 12: CSI buss Socket ...45
Figur 13: CSL matrisens uppbyggnad ...46
Figur 14: Blockschema över den digitala delen i CSL matrisen...47
Figur 15: Signalschema över I2S bussen...48
Figur 16: Signalkoppling mellan ADC:n och A7:an...49
Figur 17: 2 frames med adresser och förklaring av hur data med olika samplingsfrekvens lagras.. ...51
Figur 18: Uppdelning av filterberäkning ...53
Figur 19: Resultatet av fircls1 när den arbetat färdigt. ...60
Figur 20: Resultatet av freqz(c,1)...60
Figur 21: Impulssvar från FIR filtret ...61
Figur 22: Stegsvar från FIR filtret ...62
Figur 23: Sinussignal filtrerad i C och i Matlab...63
Figur 24: Sammansatt signal före filtrering...64
Figur 25: Sammansatt signal efter filtrering...64
Figur 26: FFT på sammansatt signal före filtrering ...65
Figur 27: FFT på sammansatt signal efter filtrering ...65
Figur 28: Innehållet i minnet efter filtrering av impulssignal...66
Tabeller Tabell 1: Effektförbrukning ...40
5 Inledning
Rapporten är uppdelad i två huvuddelar, en inledande del som förklarar bakgrunden till arbetet och behandlar den teori som finns bakom. Den andra delen behandlar det arbete vi utfört, detta har delats upp under rubrikerna Analog del och Digital del eftersom det finns en naturlig uppdelning där. Olika delfunktioner i VHDL och C kod gås igenom fortlöpande i texten och den fullständiga C programkoden återfinns i en bilaga.
5.1 Bakgrund
Dagens COMET 16 system är på många vis ett bra mätsystem som bland annat används vid utprovning av JAS 39 Gripen. Fördelarna är att det kan byggas ut i en trädstruktur av KSM 15 enheter och hantera en stor mängd kanaler. Genom ett system med
anpassningskort kan valfri kanal i KSM 15 anpassas till en valfri givartyp förutom termoelement som hanteras av en annan särskild enhet i systemet.
Nackdelarna att det är relativt stort och omfattande med flera olika delar som förbinds med kablar. Priset är också högt då KSM 15 innehåller dyra komponenter som bland annat stora FPGA:er och dubbelportsminnen. Systemet med anpassningskort är också dyrt då det behövs stora mängder anpassningskort för att täcka upp olika tänkbara kombinationer av mätningar. Anpassningskorten måste också trimmas in och kalibreras manuellt när de ska användas i en ny mätning, vilket är kostsamt.
Inför framtida mätningar finns därför önskemål om ett mindre och billigare alternativ till KSM 15 som kan hantera samma typer av givare och anslutas med HOTLink till CE 16 precis som KSM 15. Utrustningen är tänkt att byggas i större serier för mätningar både i luften och på marken.
5.2 Syfte och målsättning
Syftet med vårt arbete är att vidareutveckla systemet KSM-15 på ett PC/104 kort med 16 kanaler vid mätning med termoelement och 8 kanaler vid mätning med övriga givartyper. Konstruktionen ska klara av att signalanpassa för de vanligast
förekommande givartyperna och anpassningen ska ske utan att några komponenter behöver bytas ut.
Vår målsättning har varit att få fram ett färdigt konstruktionsförslag som ryms på ett PC/104 kort med minskat antal komponenter och tillverkningskostnad. Kortet ska kunna kopplas ihop via ISA buss med det huvudkort som utvecklas parallellt på SAAB. Konstruktionen ska ha en upplösning på 16 bitar, klara av det
industriella temperaturområdet och kunna användas med följande givartyper: -termoelement
-trådtöjningsgivare i helbrygga -tryckgivare av helbryggstyp -strömmatade accelerometrar
-potentiometrar i halvbrygga för lägesmätningar -spänningsmätning
5.3 Metod
Vi inledde vårt arbete med att prata med sakkunniga på SAAB om olika givare och vad det befintliga COMET 16 systemet klarar. Vi ville också få en bild av vad som
efterfrågades i framtiden genom dessa samtal. I samma skede läste vi också den
dokumentation som fanns tillgänglig på COMET 16 och då speciellt KSM 15 med dess anpassningskort för att få en bild av hur systemet var uppbyggt och vilka begränsningar som finns. När vi började få klart för oss vad som skulle göras studerades olika områden som givare, signalanpassning, digitala filter, databussar m.m. för att få en grund att stå på inför det vidare arbetet.
Samtidigt som litteraturstudien genomfördes gjorde vi de första ansatserna till att ta fram en lösning på hur vår konstruktion skulle se ut. Vi började arbetet med analogdelen på grund av att det var den vi hade bäst uppfattning om hur vi skulle bygga, detta
eftersom det i början av projektet fanns många frågetecken kring den digitala delen. Efterhand som arbetet fortskred klarnade detaljer kring den digitala delen av
konstruktionen och vi fick då fortsätta vår litteraturstudie för att bekanta oss med bland annat Triscends CSoC lösning.
De mjukvaruverktyg som använts under arbetet är ALDEC ActiveHDL och Synplicity Symplify för kompilering och syntetisering av VHDL kod, Windriver Diab C/C++ kompilator för C koden, Triscend FastChip för konstruktion av strukturen i A7:ans CSL matris samt programmering och debuggning av A7:an. För att ta fram filterkoefficienter och testa filter har MathWorks MATLAB använts och Microsoft Visual Studio för att kompilera C kod för filtertester på PC. För att rita schema över analogdelen och simulera vissa delar har MicroSim PSPICE studentversion använts.
Konstruktionen har byggts upp på kopplingsdäck som kopplats samman med Triscends utvecklingskort för A7:an. De IC-kretsar som används för att bygga upp den analoga konstruktionen har nästan undantagslöst varit gratisprover från olika tillverkare och leverantörer, passiva komponenter och labbutrustning som använts är från SAAB.
6 Termer och förkortningar
ADC Analog-to-Digital Converter
BGA Ball Grid Array
CMRR Common Mode Rejection Ratio, mått på hur väl
common mode-signaler undertrycks i en differentiell förstärkare
CPU Central Processing Unit
CSoC Configurable System-on-Chip
CSI Configurable System Interconnect, buss mellan
CSL matris, processor, periferienheter och MSSIU
CSL Configurable System Logic
DC/DC Konverterar en DC spänning till en annan DC
spänning
Decimering Minskning av samplingsfrekvensen genom att
kasta bort sampels
DMA Direct Memory Access
FIFO First-In, First-Out
FIR Finite Impulse Response, jfr. IIR
Flash Programmerbart icke-flyktigt minne
FastChip Triscends utvecklingssystem för CSoC
FPGA Field-Programmable Gate Array
IA Instrument Amplifier, instrumentförstärkare
IIR Infinite Impuls Response, jfr. FIR
IRQ Interrupt Request Line
JTAG Joint Test Action Group, ett 4-trådigt seriellt
interface
KSM 15 Kombinerad Signal Multiplexer 15, av SAAB
utvecklad 32 kanalig signalanpassningsenhet med ADC:er samt digital filtrering.
LSB Least-Significant Bit
MSB Most-Significant Bit
MSSIU Memory Subsystem Interface Unit, kopplar ihop
processor, perifiera enheter och system bussen med Flash och SDRAM minnen.
MUX Multiplexer
Nyquistfrekvensen Halva samplingsfrekvensen
OP Operationsförstärkare
PIO Programmable Input/Output
PLL Phase-Locked Loop
RS-232 Seriellt interface för serieport
SDK Software Development Kit
SDRAM Synchronous Dynamic Random-Access Memory
Sigma-Delta A/D-omvandling genom integrering och komparering
SoC System on Chip
UART Universal Asynchronous Receiver/Transmitter, en
7 Förstudie
Under denna rubrik finns det material vi tagit fram före och under vårt konstruktions och programmeringsarbete. Anledningen till att hela förstudien inte är gjord före konstruktions och programmeringsarbetets början är att nya frågor och problem efter hand kommit fram när arbetet forskridigt. Materialet är inte ordnat i någon särskild ordning.
7.1 COMET 16
Saab Aerospace använder idag under testflygningar mätsystemet COMET 16 som tar emot mätdata från olika sorters givare som sitter utplacerade i flygplanet. All mätdata från flygpasset lagras på en Flash-disk för att kunna analyseras i efterhand. En del av mätdatan telemeteras också ned till markcentralen så att övervakning kan ske i realtid. I COMET 16 systemet sitter signalanpassningsenheten KSM 15 som anpassar
inkommande signaler från givare och omvandlar de analoga signalerna till digitala signaler. De digitala signalerna filtreras och decimeras i binära steg. Från KSM 15 skickas signalerna vidare för behandling i centralenheten, CE 16.
Figur 1: Blockschema över COMET 16
KSM 15 har 32 kanaler som var och en kan signalanpassa signaler från olika sorters givare. I KSM 15 sitter det 32 signalanpassningskort, ett kort för varje kanal.
instickskort och är lätta att byta ut. Samtliga KSM 15 moduler kopplas ihop i en trädstruktur.
Efter signalanpassningen omvandlas signalerna av 2-kanaliga Sigma-Delta omvandlare med en samplingsfrekvens på 32768 Hz. Efter A/D omvandlingen decimeras de digitala signalernas samplingsfrekvens i binära steg från 32768 Hz ner till 16 Hz av FIR filter placerade i 2 FPGA:er. De filtrerade signalerna mellanlagras i KSM 15 och överförs till centralenheten CE 16 via HOTLink.
7.2 PC/104
PC arkitekturen används också i andra tillämpningar än i kontorsapplikationer på grund av de fördelar som PC-arkitekturen för med sig, genom att standardisera hårdvara och mjukvara kan man minska utvecklingstiden och minska kostnader.
I inbäddade system med begränsat utrymme tar PC-arkitekturen för stor plats. Man har därför tagit fram PC/104, en standard för en kompakt version av en PC-buss. PC/104 är kompatibelt med persondatorns arkitektur men i mycket kompakta stackningsbara moduler. Detta gör att man kan återanvända befintliga PC-utvecklingsmiljöer. PC/104 moduler har tillverkats sedan 1982 men en formell specifikation för PC/104 standarden blev publicerad först 1992. [28]
Figur 2: PC/104 kort med mått i tum.
Skillnaderna mellan PC/104 och en vanligt PC-format är: · Kortstorleken minskad till 90 * 96 mm.
· Självstackande buss, tar bort behovet av ett bakplan.
· Kortkantskontakten ersatta av två 40 och 62 poliga kontaktdon.
· Minskad bussdrivning till 4 mA, minskar effektförbrukningen och minskar antalet komponenter.
PC/104 moduler kan ha en 8 bitars buss eller en 16 bitar buss, både 8 bitars och 16 bitars moduler kan användas i samma applikation om man placerar 8 bitars modulen överst i stacken. Det går även att ha ej stackbara moduler där kontaktdonen till bussen inte går igenom modulen. [28]
Figur 3: Stackade PC/104 kort, mått i tum.
Det finns även en utökad PC/104-Plus specifikation det även ingår en PCI-buss, man lagt till ett extra 120 poligt kontaktdon för PCI-bussen på motsatta sidan av kretskortet. PC/104-Plus moduler är fullt kompatibla med PC/104 moduler. [3]
7.3 System-on-Chip, SoC
SoC är en förkortning för System-on-Chip, i en SoC är det integrerat ett helt system av mikroprocessor, digital signalprocessor (DSP), logik, minne, I/O funktioner och analoga block. Ett system som tidigare bestod av flera olika komponenter monterade på ett kretskort har nu integrerats in i ett enda chip.
SoC är designade som en programmerbar plattform där de flesta funktionerna av slutprodukten är integrerad i ett enda chip. De innehåller minst en mikroprocessor eller DSP som exekverar systemets inbäddade mjukvara. I en SoC finns periferi enheter och I/O-gränssnitt till yttre system och minnen. Det finns även användardefinierad logik, till exempel en mindre FPGA del, som kan programmeras med logiska funktioner av användaren. SoC använder sig av en bussbaserad arkitektur, de olika funktionerna i kretsen kopplas ihop och kommunicerar med varandra via en intern buss. En SoC innehåller även inbyggda minnen där mindre mängder data kan lagras. Större delen av en SoC är digital men den kan även innehålla analoga komponenter.
7.3.1 Fördelar med SOC
Genom att integrera flera funktioner i ett enda chip minskar det fysiska avståndena mellan de olika komponenterna och signalvägarna mellan processor, minnen och övrig logik minskar. Den integrerade kretsen blir därför snabbare, energisnålare och är ofta lättare att tillverka. Kretsen får bättre prestanda, tar upp mindre plats och det blir en lägre.
7.4 Sigma-Delta omvandlare
Sigma-Delta AD-omvandlare, ibland även kallade Delta-Sigma AD-omvandlare, har en hög upplösning på 16-24 bitar, detta betalar man med en låg samplingsfrekvens, Delta omvandlare brukar ha en högsta samplingsfrekvens runt ett par 100 kHz. Sigma-Delta omvandlare använder sig av översampling, detta innebär att man samplar den analoga insignalen med en frekvens som är betydligt högre än Nyquistfrekvensen. Man decimerar sedan den samplade signalen till en lägre samplingsfrekvens och samtidigt ökar signalens upplösning. Detta möjliggör att t.ex. en signal med 16-bitars upplösning kan åstadkommas med en 1-bits omvandlare som samplar med en mycket högre
7.4.1 Kvantisering
När en samplad signal konverteras till ett digitalt värde kallas det kvantisering. Signalen kan dock inte omvandlas exakt utan måste avrundas till närmsta diskreta värde.
Kvantiseringsbrus eller kvantiseringsfel är en av de faktorer som begränsar en A/D omvandlare. Detta fel är det avrundningsfel som sker när man omvandlar en analog signal till en digital signal. [12]
7.4.2 Sigma-Delta omvandling
Sigma-Delta omvandling bygger på att man översamplar signalen i en Sigma-Delta modulator, vanligen mellan 65 och 256 gånger Nyquistfrekvensen. I modulatorn går signalen först igenom en integrator och vidare till en 1 bits kvantiserare. Utsignalen från komparatorn återkopplas via en 1 bits D/A omvandlare. Genom en serie iterationer får man fram en bitström som representerar den översamplade inspänningen. Bitströmmen går igenom ett digitalt lågpassfilter för att ta bort frekvenskomponenter som är större eller lika med Nyquistfrekvensen. En decimator nedsamplar till slut signalen till den önskade samplingsfrekvensen. Det slutliga resultatet blir en seriell bitström som sänds vidare. [5] [12]
Figur 4: Sigma-Delta omvandlare
Sigma-Delta omvandlare har flera fördelar, översamplingen sprider kvantiseringsbruset över hela det översamplade frekvensbandet och därför minskar kvantiseringsbruset. Sigma-Delta omvandlare kostar mindre att tillverka och är linjära. Systemkostnaden minskar också på grund av att det anti-aliasing filter som sitter på ingången till en A/D-omvandlare kan realiseras med ett enkelt första ordningens RC-filter. [8] [5] [12]
7.5 Digitala filter
Det finns 2 sorters digitala filter, FIR filter och IIR filter. Ett FIR filter, Finite Impulse Response, är ett filter som har ett impulssvar inom ett visst tidsintervall. FIR filter är mycket användbara i praktiken eftersom de ofta har linjär fas, är stabila och är enkla att implementera. Nackdelen med FIR filter är att de kräver mer minne och fler beräkningar än för ett IIR filter. FIR filter kan oftast implementeras med färre bitars precision än ett IIR filter, i ett FIR filter räcker det ofta med 16 bitar medan ett IIR filter behöver upp till 32 bitar. [7] [9] [13]
Filter koefficienterna kallas för taps, d.v.s. ett 25 taps filter är ett filter med 25 koefficienter. Av antalet taps kan man beräkna hur mycket minne det krävs att implementera filtret och antalet nödvändiga beräkningar.
7.5.1 Linjär fas
Linjär fas betyder att filtrets fas är en linjär funktion av frekvensen, fasvridningar på +/- 180 grader undantaget. Detta resulterar i att fördröjningen genom filtret är lika stor för alla frekvenser. Olinjär fas kan orsaka distorsion i signalens fas medan linjär fas enbart orsakar en tidsfördröjning av signalen. [9] [13] Ett FIR filter har linjär fas om dess koefficienter är symmetriska runt
mittenkoefficienten. D.v.s. den första koefficienten är samma som den sista; den andra koefficienten är samma som den nästa sista osv.
För ett FIR filter som har N taps är fördröjningen: (N - 1) / (2 * Fs), där Fs är samplingsfrekvensen. Ett 21 taps FIR filter med linjär fas och en
samplingsfrekvens på 1 kHz har fördröjningen: (21 - 1) / 2*1 kHz = 10 millisekunder.
7.5.2 FIR algoritmen
Ett FIR filter består av en fördröjningsbuffert för samplen och
filterkoefficienterna. Fördröjningsbuffert kallas det minne som man använder för att skapa fördröjningen i FIR algoritmen. Själva algoritmen ser ut som:
1. Lägg in ett nytt sampel i fördröjningsbufferten.
2. Multiplicera varje sampel i fördröjningsbufferten med motsvarande koefficient och summera resultatet.
3. Skifta fördröjningsbufferten ett steg för att göra rum för nästa sampel.
7.5.3 Test av FIR filter
Det finns ett par olika metoder för att testa FIR filter:
· Impulstest: Ett enkelt, effektivt test är att skicka in en impuls i filtret, en
etta följd av nollor. Utsignalen kommer då vara filterkoefficienterna i ordning. Impulssvaret av ett FIR filter är mängden av filtrets
koefficienter.
· Stegtest: Om man skickar in en lång rad med ettor kommer
koefficienterna att adderas och utsignalen kommer till slut att bli summan av FIR filtrets koefficienter.
· Sinustest: Om man skickar in en sinussignal med en viss frekvens kan
man kontrollera att den sinus som kommer ut har förväntad amplitud och oförändrad frekvens.
7.5.4 Onödiga beräkningar
Om man har koefficienter som har värdet noll behöver man inte räkna ut deras bidrag eftersom de aldrig kommer påverka utsignalen.
Ifall filtret är symmetriskt kan man addera ihop de sampels som multipliceras med samma koefficient innan man gör multipliceringen med koefficienten. Det betyder att man byter en multiplikation mot en addering. I DSP:s är det inte alltid användbart eftersom de kan multiplicera i en instruktionscykel. Men om man
implementerar filtret i en annan krets där en multiplikation tar fler
instruktionscykler än en addering kan man spara in beräkningskraft genom att byta multipliceringen mot en addering.
7.5.5 Cirkulära buffertar
En cirkulär buffert är en speciell sorts buffert som ofta används när man har mycket data som ska multipliceras i en viss ordning. I en cirkulär buffert läggs nästa sampel in i bufferten en position över föregående sampel, om buffertens minne fylls upp kommer nästa sampel att ersätta det sampel som är lagrat på buffertens första minnesplats. Cirkulära buffrar finns ofta i DSP:er för att implementera rörelsen av sampels genom fördröjningsbufferten utan att egentligen behöva flytta runt all data i minnet.
Figur 5: Cirkulär buffert
7.5.6 Falska cirkulära buffertar
Om det inte finns hårdvarustöd för cirkulära buffertar kan man göra falska cirkulära buffertar. Man kan göra en cirkulär buffert i mjukvara genom att kopiera logiken från en hårdvarubuffert men lösningen kan ta flera instruktioner än att göra multiplicering och adderings operationen. Det finns ett par metoder att göra en falsk cirkulär buffert:
Dela upp beräkningen:
Man kan dela upp beräkningen i två delar, en beräkning för alla sampel från nuvarande buffertposition till slutet av bufferten och en beräkning för alla sampel från första buffertpositionen och fram till nuvarande position. Genom att dela upp beräkningen i två delar behöver man bara göra den cirkulära logiken en gång istället för en gång per tapp.
Dubblera fördröjningsbufferten:
Om man har ett FIR filter med N taps kan man använda en fördröjningsbuffert av storleken 2N. Man kopierar varje sampel till dess rätta position P i bufferten samt till positionen P + N. De sista N positionerna fylls på av de positioner som skulle kommit efter den cirkulära buffertens omslag. Man kan nu köra
beräkningen som på en vanlig buffert och starta beräkningen vart som helst inom de första N positionerna.
Fungerar som metoden att dubblera fördröjningsbufferten fast man dubblerar antalet koefficienter istället. Metoden har fördelen att man slipper att lagra varje sampel två gånger och man tjänar in minne ifall man använder sig av flera fördröjningsbuffertar i sin implementation.
7.6 Decimering
Decimering är en metod som används för att minska samplingsfrekvensen, det innebär att man lågpassfiltrerar signalen för att undvika aliasing och sedan slänger bort en del av signalens sampel för att minska samplingsfrekvensen. Eftersom man slänger bort
sampels kan man bara decimera med en heltals faktor, det går dock att minska
samplingsfrekvensen med ett bråktal om man först resamplar signalen. Det innebär att man först interpolerar, ökar samplingsfrekvensen, och sedan decimerar den.
Decimeringsfaktorn är förhållandet mellan ingångsfrekvensen och utgångsfrekvensen. Själva processen att slänga bort sampels brukar kallas för nedsampling. [13]
En vanlig anledning till att decimera är att minska samplingsfrekvensen från ett system så att ett annat system som använder lägre en samplingsfrekvens kan använda signalen. En annan vanlig anledning är att minska beräknings och minneskostnaden att implementera ett DSP system. En högre samplingsfrekvens kräver fler beräkningar och kräver mer minnesutrymme.
7.6.1 Vilka signaler kan decimeras?
En signal kan nedsamplas, d.v.s. man kan decimera utan att behöva
lågpassfiltrera, om den nya samplingsfrekvensen är minst två gånger så stor än den signalkomponent som har högst frekvens.
I de flesta fall måste man dock lågpassfiltrera signalen innan man kan nedsampla för att möta Nyquistkriteriet. Till exempel om man ska decimera en signal som samplats med frekvensen 30 kHz där den högsta signalfrekvensen är 10 kHz måste man se till att man inte bryter mot Nyquistkriteriet.
Om man vill minska samplingsfrekvensen till 10 kHz måste man se till att det inte finns några signalkomponenter med högre frekvens än 5 kHz. Eftersom den ursprungliga signalen har signalkomponenter med frekvenser upp till 10 kHz måste man lågpassfiltrera signalen innan nedsamplingen för att undvika aliasing.
7.6.2 Implementering av decimering
För att lågpassfiltrera signalen använder man sig av ett vanligt FIR eller IIR filter. För att nedsampla med en faktor M tar man och behåller var M:e sampel och kastar alla sampel emellan.
Om man använder ett FIR filter kommer varje utsignal vara en funktion av tidigare insignaler eftersom FIR filter inte har någon feedback, d.v.s. tidigare resultat påverkar inte utsignalen. Därför behöver man bara beräkna de utsignaler som man verkligen behöver.
För IIR filter måste man räkna ut resultaten för alla insignaler även om resultatet inte kommer att användas senare. Detta beror på att de resultat du använder påverkas även av de resultat som du inte använder. Detta är en av de största
anledningarna till att FIR filter oftast används i decimerande filter.
7.6.3 Fördelar med ett decimerande FIR filter
Eftersom man bara beräknar var M:e resultat så sparar man in M-1 beräkningar per resultat. Man måste fortfarande spara alla sampel i fördröjningsbufferten så ett decimerande FIR filter kommer att ha lika stor fördröjningsbuffert och lika många taps som ett vanligt FIR filter.
7.6.4 Algoritmen
Ett decimerande FIR filter är likadant som ett vanligt FIR filter förutom att man skiftar in M sampel i fördröjningsbufferten för varje resultat man beräknar. Algoritmen för ett FIR filter som decimerande med faktorn M ser ut som:
1. Spara M sampel i fördröjningsbufferten.
2. Beräkna utsignalen som summan av produkten mellan samplen i fördröjningsbufferten och filterkoefficienterna.
3. Skifta fördröjningsbufferten M steg för att göra rum åt samplen till nästa decimation.
Precis som med vanliga FIR filter kan man använda cirkulär buffertar för att undvika att behöva skifta alla sparade värden i fördröjningsbufferten inför varje ny beräkning.
7.6.5 Test av decimerande FIR filter
Man kan testa ett decimerande FIR filter på samma sätt som ett vanligt FIR filter: Om man skickar in en impuls får man ut filtrets koefficienter. Man kan även testa att skicka in stegsignaler och sinussignaler. Om man skickar in en sinussignal vars frekvens är inom decimatorns passband ska utsignalen bli distorsionsfri och ha samma frekvens som insignalen.
7.7 Givare
Vår konstruktionsuppgift handlar inte så mycket om hur olika givare är uppbyggda och fungerar. Vi är istället mer intresserade av hur de olika typerna av givare på bästa sätt ska kopplas in till elektroniken i mätsystemet och vilken spänningsnivå det är på deras utsignal samt hur de ska matas med spänning eller ström i förekommande fall. Detta för att kunna konstruera en så flexibel lösning som möjligt när det gäller
signalanpassningselektroniken.
En praktisk fråga som uppkommer när man ska skriva något om olika typer av givare är hur man ska dela in de i olika grupper. Man kan antingen dela in givarna efter vilken storhet de mäter, som t.ex. temperatur, eller efter hur de mäter något, t.ex. resistiva givare. I detta exjobb är vi i första hand intresserade av ett antal olika givare som används på SAAB och väljer att pressentera dessa givare under rubriker som beskriver vad de mäter.
7.7.1 Temperaturgivare
Temperatur kan mätas med olika typer av givare så som termoelement,
motståndstermometrar, termistorer och halvledargivare. Vilken typ av givare som används beror på olika faktorer som temperatur, krav på noggrannhet och vilken typ av elektronik givaren ska anslutas till.
7.7.1.1 Halvledargivare
Halvledargivare finns i olika utförande beroende på vad de ska kopplas till för
utrustning. Vissa har analog mV-utgång medan andra skickar temperaturen digitalt som
ett datavärde. Halvledargivare klarar bara ett litet temperaturområde, upp till ca 150 °C,
och används av SAAB främst till att mäta på kalla lödstället vid mätningar med termoelement. Kalla lödstället förklaras längre ner under rubriken Termoelement [6] 7.7.1.2 Motståndstermometrar
Motståndstermometrar utnyttjar den fysikaliska princip som gör att metallers resistans ökar med ökande temperatur. De tillverkas ofta som trådlindade motstånd eller i metallfilmsteknik av en metall med känd temperaturkoefficient. Med
motståndstermometrar kan man mäta temperaturer mellan –200 °C och +800 °C
beroende på typ av motståndstermometer.
Den kanske allra vanligaste typen av motståndstermometer heter Pt-100 vilket innebär
att den är gjord av platina och resistansen är 100 W vid 0 °C. Resistansförändringen för
Pt-100 är inte helt linjär mot temperaturen men vid mindre noggranna mätningar kring
noll grader kan man nöja sig med att säga att temperaturkoefficienten är +0,385 W/°C
vid noll grader Celsius. Pt-100 givare matas med en stabil ström på t.ex. 1 mA och sedan mäts spänningen över givaren. Matning kan också ske med en spänningskälla, men det kräver en mer komplicerad koppling med ett referensmotstånd att mäta spänningen över för att bestämma strömmen. SAAB använder Pt-100 givare i ganska liten omfattning, de används i första hand för mätningar i explosiv miljö som t.ex. i bränsletankar. [6] [11] [16]
Ett problem med givare av denna typ är att resistansförändringen är så pass liten per grad, detta leder till att resistansen i ledarna till givaren kan orsaka mätfel på flera grader om samma ledare används för både matning och mätning. För att komma till rätta med detta problem används så kallad 3- eller 4-ledarkoppling som gör möjligt att
kompensera för resistansen i ledarna. [6] [11]
Vid 4-ledarkoppling används två ledare till att mata givaren med en stabil strömkälla som då inte påverkas av ledarnas resistans. Med de andra två ledarna mäts sedan
spänningen högimpedivt direkt på givaren och eftersom strömmen genom voltmetern då kan försummas kan också inverkan av resistansen i mätledarna också försummas. Med 4-ledarkoppling kan en mycket hög mätnoggrannhet uppnås och detta är den metod som ofta används vid kalibrering och mätningar i laboratorier. [6] [11]
När 3-ledarkoppling används har man två ledare för att mata termoelementet med ström och en ledare för att mäta högimpedivt med. Man mäter då spänningen över givaren och en av matningsledarna först och sedan kopplar man om voltmetern så att man bara mäter spänningen över den en av matningsledarna. Man antar sedan att båda matningsledarna har samma resistans och kan då beräkna givarens resistans. Fördelen framför
4-ledarkopplingen är att man sparar en ledare, nackdelen är att man måste anta att ledarna har helt lika resistans vilket kanske inte alltid stämmer. [6] [11]
7.7.1.3 Termoelement
Ett termoelement tillverkas av två olika metaller som fogas samman i givaren genom att tvinnas samman, lödas eller svetsas ihop. Svetsning är den bästa metoden eftersom det ger en stabil sammanfogning som tål höga temperaturer eftersom inget lättsmält lod måste tillföras. Lödning klarar ofta bara 200 °C och ställer krav på att alla delar i lödningen hålls vid samma temperatur. I ett termoelement utnyttjas den så kallade Seebeck effekten, vilket innebär att alla metaller som sammanfogas orsakar en
termoelektrisk spänning som varierar med temperaturen i den punkt de sammanfogats. [11]
Ett antal olika kombinationer av metaller och legeringar har standardiserats och fått bokstavsbetäckningar. En vanlig standard är typ K, som ofta används av SAAB vid temperaturmätningar, men det finns många fler så som t.ex. T, E, N och B med flera. Typ K består av en tråd av legeringen krom och en tråd av legeringen nickel-aluminium, spänningen från typ K är inte linjär mot temperaturen men är i
storleksordningen 40 uV/ °C. För att få den exakta temperaturen används tabeller eller
formler för att linjärisera sambandet mellan temperatur och utspänning. Typ K kan
användas mellan 0 °C och 1370 °C och finns i olika klasser beroende på toleransen hos
termoelementet. Den högsta spänning som kan alstras av typ K är 56 mV vilket gör att det krävs förstärkning av signalen innan den t.ex. AD-omvandlas i mätinstrumentet. [4] [6] [11]
När man använder termoelement måste man också mäta temperaturen i det så kallade
kalla lödstället för att kunna beräkna temperaturen där termoelementet mäter. Kalla
lödstället är den punkt där termoelementets trådar ansluts till de kopparledare som vanligtvis används internt i resten av mätutrustningen. Anledningen till att man måste mäta temperaturen i kalla lödstället är att det uppstår ett termoelement även här när man sammanfogar termoelementstråden med kopparledarna. Känner man kalla lödställets temperatur kan man sedan kompensera för den signal som alstras där och på så vis erhålla den korrekta temperatur givaren mäter. Kalla lödstället befinner sig ofta i kontaktdonet på mätinstrumentet även om andra placeringar är möjliga. Temperaturen i kalla lödstället kan mätas på olika vis, en variant är att använda halvledargivare som gjuts in i kontaktdonet. [6] [11]
Vid mätningar med termoelement kan man inte skarva på vanlig kopparkabel eller kabel av annat material mellan givaren och kalla lödstället eftersom detta orsakar fel på grund av att det uppstår nya termoelement i varje skarv. För att undvika detta problem används kompensationsledningar och kontakter i speciella material som fungerar ihop med den valda typen av termoelementet vid skarvning. Man måste också observera polariteten hos termoelementet, kompensationsledningen och kontakterna vid sammankoppling för att erhålla rätt funktion. [6] [11]
7.7.1.4 Termistorer
Termistorer är av typen positiv eller negativ temperaturkoefficient, ofta förkortat PTC respektive NTC, vilket anger hur deras resistans förändras med temperaturen. PTC och NTC givare används emellertid inte alls i SAAB:s mätsystem och kommer därför inte
7.7.2 Potentiometrar för lägesmätning
Vid lägesmätning med potentiometer kopplas föremålet vars läge man vill mäta till en potentiometer med en axel eller stag så att potentiometerns läge påverkas av föremålets rörelse. Potentiometern kan sedan kopplas som en spänningsdelare mellan
matningsspänning och jord och signalen tas ut från potentiometerns släpkontakt.
7.7.3 Trådtöjningsgivare
Trådtöjningsgivare används för att mäta hur mycket något töjs då det utsätts för en kraft. Med hållfasthetslärans lagar kan sedan töjningen räknas om till en kraft eller
vridmoment och man kan se om konstruktionen uppför sig som tänkt då den belastas. Trådtöjningsgivare består av en tunn metalltråd eller metallfolie som monteras mellan två lager plastfilm med anslutningsblecken åtkomliga för anslutning av kablar. Givaren limmas sedan fast på den ytan där man vill mäta töjningen, när givaren sträcks ut ökar dess resistans och det utnyttjas för att beräkna töjningen. Trådtöjningsgivare finns med
några olika standardvärden på resistansen, 120, 350, 700 och 1000 W är vanliga värden
men även andra är möjliga. [11]
Eftersom töjningen i till exempel en metallbalk normalt sätt är liten när den böjs utan att deformeras blir också trådtöjningsgivarens resistansändring mycket liten och kan då vara svår att mäta med hög noggrannhet. Normalt sätt används trådtöjningsgivare kopplade i en wheatstonebrygga eftersom man kan öka utsignalen om flera givare används. Beroende på hur många givare som används pratar man om helbrygga, halvbrygga eller kvartsbrygga.
Kvartsbryggan utgörs av en givare och tre motstånd som bryggkomplettering. Om man använder en halvbrygga med två givare som monterats på var sida av till exempel en balk man vill mäta på och två motstånd som bryggkomplettering blir utsignalen två gånger så stor som med kvartsbryggan. I helbryggan utgörs alla fyra elementen i bryggan av trådtöjningsgivare som monterats så att de samverkar och då ökar utsignalen fyra gånger jämfört kvartsbryggan. Ytterligare en fördel med att använda helbrygga är att samtliga element i bryggan är lika och har samma temperaturkoefficient samt att de befinner sig i samma temperatur. Därför strävar man mot att använda en helbrygga vid mätning med trådtöjningsgivare om det är praktiskt möjligt.
Ett problem med mätbryggor är balanseringen av bryggan. När detaljen som mätningen utförs på är i vila vill man att utsignalen från bryggan är nära noll för att kunna utnyttja signalområdet optimalt under mätningen. En orsak till att bryggan ej är i balans är att de som monterat givarna råkat sträcka de lite i samband med monteringen. Är obalansen liten kan man nöja sig med att notera hur stor den är i vila för att sedan korrigera för det när man mäter. Har man större fel får man balansera bryggan med hjälp av yttre
motstånd.
Utsignalen från en brygga med trådtöjningsgivare är mycket liten, 1 mV vid full belastning på objektet är möjligt vilket kräver kraftig förstärkning i mätutrustningen. Utsignalen från bryggan är beroende på med vilken spänning bryggan matas med. Hög matningsspänning ger större utsignal vilket är en fördel men samtidigt ökar
effektförbrukningen och värmeutvecklingen i bryggan vilket inte är bra. Dels blir trådtöjningsgivaren i sig själv varm och resistansen ändras men givaren kan också i vissa fall värma upp föremålet man mäter på så att det expanderar och då orsakar
felaktiga mätvärden. Man strävar därför att hålla matningsspänningen så låg det går utan att signalnivån blir för liten, upp till 10 V är normala värden på matningsspänningen.
7.7.4 Tryckgivare
En vanlig princip för tryckgivare är att det medium vars tryck ska mätas får verka på ett fjädrande membran. På det fjädrande membranet sitter töjningsgivare i helbrygga som känner av hur mycket membranet töjs ut av trycket, töjningsgivarna kan vara vanliga trådtöjningsgivare eller piezoresistiva givare. Tryckgivare finns både med och utan inbyggd elektronik för signalkonditionering, givare utan elektronik kan hanteras på samma vis som trådtöjningsgivare i helbrygga medan de med inbyggd elektronik får hanteras beroende på vad för signal de skickar ut.
7.7.5 Accelerometrar
Vanliga typer av accelerometrar är piezoelektriska accelerometrar,
töjningsaccelerometrar och kapacitiva accelerometrar. Grundprincipen för dessa typer är att en massa är fjädrande upphängd inne i accelerometerns hölje. När accelerometern utsätts för acceleration kommer den upphängda massan att röra sig i förhållande till höljet och denna rörelse mäts på olika vis beroende på vilken typ av accelerometer det är.
I en kapacitiv accelerometer låter man en platta monterad på den upphängda massan tillsammans med en platta monterad i höljet bilda en kondensator. När accelerometern utsätts för acceleration och massan rör sig i förhållande till höljet förändras kapacitansen vilket kan mätas och accelerationen bestämmas. [4]
Accelerometrar av töjningstyp fungerar på samma vis som trådtöjningsgivare och ansluts till mätutrustningen på samma vis. Här sitter de töjningskänsliga resistiva elementen monterade så att de påverkas av den fjäderupphängda massans rörelse. Piezoelektriska accelerometrar omvandlar mekanisk rörelse till elektrisk laddning genom att den fjäderupphängda massan trycker med varierande kraft mot en
piezoelektrisk kristall när massan rör sig. Laddningen från den piezoelektriska kristallen kan sedan omvandlas till en spänningssignal som kan mätas. [4]
Den nuförtiden vanligaste typen av piezoelektriska accelerometrar kallas ICP accelerometrar, Integrated Ciruit Piezoelectric, och har inbyggd elektronik för
signalomvandlingen. Denna typ av accelerometrar matas med en konstant ström och på samma ledare skickas signalen tillbaka. Fler praktiska egenskaper hos dessa givare är att det bara krävs två ledare för anslutning samt god tålighet mot störningar tack vare hög signalnivå. En nackdel piezoelektriska accelerometrar har är att de inte kan mäta statisk acceleration utan bara dynamisk acceleration som t.ex. vibrationer. Frekvensområdet de kan användas inom sträcker sig från delar av Hz upptill flera kHz beroende på typ. När en ICP accelerometer matas med en konstant ström på 4 mA blir spänningen över den
cirka 10 V i vila, maximal överlagrad signal är sedan ±3 till ±4 V vid full exitering. För
att filtrera bort dc-komponenten i signalen och undvika att matningsströmmen går in i mätinstrumentet ac-kopplas ingången på mätinstrumentet vid mätningar med ICP accelerometrar. Detta introducerar en undre gränsfrekvens som beror på kondensatorns storlek och mätutrustningens inimpedans. [11] [18]
7.8 Signalanpassning och givarmatning
Den signalanpassning som diskuteras i denna rapport är inte samma typ av
signalanpassning som i HF-system där man vill eliminera stående vågor och reflektioner i systemet. Här handlar istället signalanpassning om hur signalen från en givare ska behandlas för att minimera problem med störningar och samtidigt förstärka eller dämpa signalen så att den kan driva en ADC och utnyttja dess mätområde optimalt.
Det vanligaste byggblocket i nästan alla former av analog elektronik vid låga frekvenser är operationsförstärkaren. I mätsystem används ofta en specialvariant kallad
instrumentförstärkare, IA, som är konstruerad för att ta emot signaler differentiellt och då undertrycka common mode störningar kraftigt. IA:ns båda ingångar har samma höga inimpedans som inte påverkas av hur mycket förstärkaren återkopplas, detta eftersom ingångarna inte är en del av återkopplingsnätet vilket är en förutsättning för noggranna differentiella mätningar. En IA:s förstärkning bestäms vanligen med ett yttre motstånd men det finns också modeller där förstärkningen kan ändras i fasta steg via digitala styrsignaler. Förstärkningen kan normalt sätt varieras mellan 1 och upp till 10000 gånger. [10]
Ytterligare en fördel med vissa IA:s är att det kan finnas en referensingång, kopplas denna ingång till en annan potential än jord kommer utsignalens nollnivå att hamna på samma potential som referensingången. Detta kan dock försämra IA:ns CMRR om inte referensingången kopplas till en nod med låg impedans.
För att göra diverse omkopplingar i signalanpassningselektroniken kan olika tekniker användas. Handlar det om omkopplingar som görs mycket sällan och aldrig under drift kan vanliga flyttbara byglingar av den typ som finns i datorer användas, det ger en låg kontaktresistans och är billigt. Vill man kunna styra omkopplingen under drift kan man antingen använda halvledaromkopplare som analoga MUX:ar, och switchar eller reläer. Reläer har fördelen goda elektriska egenskaper men är stora, långsamma och har begränsad livslängd eftersom de är mekaniska. Analoga switchar och MUX:ar har inte lika bra elektriska egenskaper i alla avseenden, men är mindre, snabbare och har längre livslängd.
För att vara säker på att mätutrustningen fungerar och kunna kompensera för
temperaturdrift under mätningen är det lämpligt att mäta på en känd signal vid några tillfällen under mätningen. Denna kända signal kan till exempel vara en mycket stabil likspänning från en spänningsreferens som motsvarar 70% av det maximala
insignalsområdet. [14]
Spänningsreferenser för detta ändamål samt för att skapa andra referensspänningar som kan behövas kan vara av två typer, shunt eller seriereferenser. Shuntreferensen används på samma sätt som en zenerdiod ihop med ett motstånd som måste dimensioneras rätt med avseende på största ström referensen ska belastas med. Seriereferensen fungerar som en vanlig spänningsregulator av t.ex. typen 7805 med en anslutning för
matningsspänning, en för jord och en utgång för den genererade referensspänningen. Skillnaden mellan spänningsreferensen och spänningsregulatorn är att
spänningsreferensen bara kan lämna en ström på några mA. Fördelen med
seriereferensen jämfört med shuntreferensen är att det dess strömförbrukning beror på hur mycket den belastas medan shuntreferensen drar en konstant ström från matningen. De flesta typer av givare måste matas med spänning eller ström för att fungera,
undantaget är termoelement som själva genererar en spänning som beror på
temperaturen. De givare som sitter i olika former av mätbryggor matas normalt sätt med likspänning om det är rent resistiva givare. Även potentiometrar för lägesmätning matas med likspänning. Accelerometrar av ICP typ och motståndstermometrar matas däremot med en likström. För att försörja denna typ av givare med ström behövs en
strömgenerator, den enklaste lösningen är att använda en färdig IC-krets till detta men det går även att bygga mer avancerade typer med möjlighet att justera strömmen för att passa flera olika typer av givare.
8 Specifikation för ADAM-11
En av uppgifterna i vårt examensarbete har varit att formulera en specifikation för vår konstruktion, detta har inte varit helt enkelt eftersom vi under arbetets gång påverkats av de ändringar som gjorts i andra delar av systemet vårt kretskort ska kopplas till. Vi har också efter hand som vårt arbete fortgått med studier av litteratur och datablad samt konstruktionsarbete själva sett, och fått påpekat för oss, att vissa saker inte går att realisera som vi tänkt och vi har då tvingats att ändra i specifikationen.
Eftersom vår exjobbsutgift var väldigt ospecificerad från början angrep vi problemet genom att prata med några personer på SAAB som är insatta i mättekniska frågor vad gäller behov av framtida mätningar och vad som är realiserbart. Av detta fick vi fram att det fanns önskemål om ett billigare och mindre mätsystem än det nuvarande COMET 16 systemet. Ett annat önskemål som också fanns var att försöka eliminera de olika
anpassningskort som finns i COMET 16 för givaranpassningen, här ville man istället ha ett kretskort som kunde anpassas till olika givare utan att byta ut delar. [15] [16] [17] Eftersom det i första hand var mätningar av långsamma förlopp så som temperatur, bränslenivåer, belastningar på skrov och långsamma vibrationer förstod vi att den parameter vi kunde försämra, jämfört med COMET 16, för att få det billigt och mindre var samplingsfrekvensen. Även upplösningen skulle kunna sänkas men att gå från 16 bitar ner till 8 eller 12 bitars upplösning skulle vara en nackdel vid mätningar på som kräver högupplösning. Med en samplingsfrekvens på cirka 1 kHz skulle signaler på upp till cirka 100 Hz kunna mätas på ett tillfredställande vis vilket bedömdes som tillräckligt för många mätningar. För att vara kompatibelt med tidigare system skulle signalen sedan filtreras digitalt så att samplingsfrekvensen kunde decimeras ner till 16 Hz för telemetrering till markstation. Nedan presenteras den första och sista specifikation vi skrev och de förändringar som gjorts däremellan förklaras. [15] [16] [17]
Namnet ADAM-11 är en förkortning av Analog Data Acquisition Module och -11 kommer av att andra delar i systemet heter något med elva.
Till ADAM-11 ska diverse olika givare kunna anslutas och signalerna från dessa givare skall AD-omvandlas. De digitala signalerna ska sedan filtreras digitalt i flera steg så att samplingsfrekvensen halveras i varje steg ner till 16 Hz som är den lägsta
samplingsfrekvensen som används. Både ofiltrerad och filtrerad data skall buffras av ADAM-11 tillräckligt lång tid för att det kort som ADAM-11 kopplas ihop med ska kunna hämta data innan den skrivs över av ny data.
8.1 Första specifikation
· PC/104 format med 16-bitars ISA-buss. · 16-bitars AD-omvandlare.
· 16 kanaler för termoelement plus 2 kanaler för mätning på kalla lödstället eller 8 kanaler för mätningar med andra typer av givare.
· Samplingsfrekvens, fs = 1024 Hz.
· Digitalt filter för decimering av samplingsfrekven på 1024 Hz i binära steg ner till 16 Hz.
· Minne för lagring av data innan data läses av ”masterkortet” via ISA-bussen. · Signalanpassning för aktuella givare.
· Generera matningsspänning eller ström för att driva givare. · Klara industritemperaturområdet, -40°C till +85°C.
· Användas ihop med följande typer av givare: -termoelement
-trådtöjningsgivare i helbrygga -tryckgivare av helbryggstyp -strömmatade accelerometrar
-potentiometrar i halvbrygga för lägesmätningar -spänningsmätning
8.2 Slutlig specifikation
· PC/104 format.
· PCI 9056 J-mode buss.
· Begränsa effektförbrukningen till 1,5 watt.
· +5V, +3.3V och +2.5V matningsspänning finns tillgängligt från HL-11. · 20-bitars AD-omvandlare av typen PCM1800 från Texas Instrument. · 8 kanaler för mätningar med olika typer av givare.
· Samplingsfrekvens fs = 4096 Hz.
· Digitalt filter för decimering av samplingsfrekven på 4096 Hz i binära steg ner till 16 Hz.
· Minne för lagring av data innan data läses av HL-11 via J-mode bussen. · Signalanpassning för aktuella givare.
· Generera matningsspänning för att driva givare och elektronik med hjälp av DC/DC-omvandlare.
· Klara industritemperaturområdet. PCM1800 klarar bara –25°C istället för –
40°C, men vi bedömer att det är tillräckligt.
· Användas ihop med följande typer av givare: -trådtöjningsgivare i helbrygga
-tryckgivare av helbryggstyp -strömmatade accelerometrar
-potentiometrar i halvbrygga för lägesmätningar -spänningsmätning
8.3 Förklaring av skillnader
PC/104 standardens kortstorlek är kvar men på grund av ökande krav på prestanda i andra delar av systemet kommer nu en lokalbuss till PCI kallad PCI9056 J-Mode användas istället för ISA-bussen för sammankoppling av vårt kort med övriga systemet. PCI9065 J-Mode är en multiplexad 32-bitars buss med mycket högre prestanda än 16-bitars ISA buss. Vi kommer att kunna använda färdiga block med VHDL kod som utvecklas för andra delar av systemet för att förenkla anslutningen till bussen. Det så kallade ”masterkortet” har fått namnet HL-11 av de som utvecklar det.
Vi har fått i uppgift att hålla ner effektförbrukningen till under 1,5 watt om möjligt. Till detta finns det två orsaker, dels måste effektförbrukningen på ADAM-11 hållas låg om självuppvärmningen inte ska bli för hög vid den övre temperaturgränsen eftersom kortet sitter i en sluten låda. Den andra orsaken är att det kort som försörjer ADAM-11 med effekt har begränsad kapacitet.
eftersom vår handledare och hans arbetskamrater har kommit fram till att de vill ha tre mätpunkter för kalla lödstället i kontaktdonet. Tyvärr går det inte att få plats med tre givare samt anslutningar för alla 16-kanaler i en 37-polig D-subkontakt. Anledningen till att ha tre mätpunkter för kalla lödstället är att man vill mäta på flera olika punkter i kontaken eftersom den är avlång och temperaturen därför antas kunna variera i den om den befinner sig i ett utrymme med en värmekälla nära kontaktens ena ände. Bland annat på grund av detta kommer ett separat kort bara för mätning på termoelement utvecklas av andra här på TFIM.
Vi har fått gå ifrån kravet på att klara hela industritemperaturområdet eftersom den ADC vi valt inte klarar ner till -40 °C utan bara -25 °C. Vi bedömer dock inte detta som ett problem eftersom samma temperaturgräns finns för den ADC som sitter i KSM 15 och den fungerar.
Det ursprungliga kravet på 16-bitars ADC och 1024 Hz samplingsfrekvens har ändrats till 20-bitars ADC och 4096 Hz samplingsfrekvens. Detta på grund av att 4096 Hz var den lägsta samplingsfrekvens som kunde användas med den ADC vi valde och samtidigt en jämn multipel av 1024 Hz. 20-bitars upplösningen kom av att den 16-bitars ADC vi valde inte fanns tillgänglig just nu, vi valde då att använda en ADC ur samma serie men med högre upplösning som vi kunde få varuprov på. Denna ADC har samma analoga signalnivåer och digitala interface vilket inte krävde några nämnvärda ändringar av konstruktionen.
9 Analog del
I denna del av rapporten beskrivs hur den analoga delen av ADAM-11 är uppbyggd och vilka komponenter som valts. Vi börjar med en beskrivning av hela analogdelens uppbyggnad och funktion för att sedan kommentera valet av vissa komponenter och konstruktionen av sub-block ytterligare. Slutligen presenteras resultatet av några mätningar som gjorts på analogdelen för att få ett grepp om hur vida dess prestanda motsvarar våra förväntningar.
9.1 Uppbyggnad och funktionsbeskrivning
Här följer en beskrivning av hur analogdelen är uppbyggd och en beskrivning på hur den fungerar samt vilka valmöjligheter användaren har.
Figur 6: Kopplingsschema för en kanal i analogdelen. Delar som 2,1V referensen och genereringen av referensspänningar är dock gemensamma för alla 8 kanaler. Byglingarna är inställda för mätning med strömmatad accelerometer. För att göra schemat mer lättläst visas inte avkopplingskondensatorer och
alla signaler till och från ADC:n.
Beroende på vilken typ av givare som används ansluts de på olika vis till ADAM-11. Signalen leds alltid in på S+ och S- ingångarna men givarmatningen kan ske på olika vis. Anslutningen B+ är alltid kopplad till +5V för givarmatning av t.ex. en mätbrygga med trådtöjningsgivare eller andra givare som drivs med +5V. Anslutningen B- kan antingen kopplas till jord eller –9V genom att flytta en bygling på kretskortet, -9V är tänkt att i första hand användas med strömmatade accelerometrar då acclerometerns
på 4 mA från strömgeneratorn ut på signalingången S+ och den tjänstgör då som både utgång för matningsströmmen och ingång för signalen från accelerometern.
Strömgeneratorns uppbyggnad beskrivs längre fram i rapporten.
För att hindra att strömmen från strömgeneratorn går vidare in i MUX:n måste byglingen som kortsluter kopplingskondensatorn C1 tas bort när strömgeneratorn är inkopplad. Byglingen som kortsluter C1 kan också tas bort i andra fall när man önskar AC-koppla ingången, en undre gränsfrekvens (-3 dB) på cirka 1 Hz erhålls då.
Följer man ledaren från ingången S- ser man att det går att koppla den till jord vid icke differentiella mätningar eller koppla den till de fyra motstånd som utgör
bryggkompletteringen vid mätning med halvbrygga. Vid differentiella mätningar monteras ingen av byglingarna utan lämnas öppna. Anledningen till att det i bryggkompletteringen används parallellkopplade motstånd är att det blir lättare att uppnå hög noggrannhet i spänningsdelningen då. Önskar man av någon anledning att manuellt byta ut motstånden i bryggkompletteringen för att erhålla ett annat förhållande i spänningsdelningen är det också lättare att nå det önskade värdet om man använder flera parallellkopplade motstånd.
Fortsätter man att följa signalens väg ser man motstånden R1 och R2 på 1 MW, dessa
motstånd bestämmer ADAM-11s inimpedans och skapar samtidigt en likströmsväg för de mycket små strömmar som måste kunna gå in på INA128:s ingångar via MUX:n
MAX307. I anslutning till dessa motstånd finns också motstånden R8 och R9 på 511 W,
deras funktion är att skydda utrustningen genom att begränsa strömmen in i MUXen om en kraftig insignal skulle finnas men matningsspänningen falligt bort.
Nästa steg i signalvägen är MUX:n vars uppgift är att koppla vidare rätt signal eller referensspänning till IA:n. Vilken av dess ingångar som skall kopplas till utgången väljs med de digitala ingångarna A0, A1 och A2 som kopplas till digitaldelen. MUX:n matas
med ±9V och har också en enableingång som måste kopplas till +5V samt en
jordanslutning som måste anslutas för att MUX:n ska fungera.
När signalen eller den valda referensspänningen passerat genom MUX:n kommer den till IA:n där den förstärks och vid behov omvandlas från en differentiell signal till en single-end signal. IA:n lägger också till en DC-offset till signalen för att anpassa den till ADC:n. IA:s förstärkning väljs genom att koppla in något av motstånden R17, R18 eller R19 med en bygling, monteras inte byglingen alls så erhålls förstärkningen 1 gång. Vi har valt motstånd för förstärkningarna 10000, 1000 och 100 gånger, önskas andra
värden är det bara att montera andra motstånd. INA128:s förstärkning beräknas som G = 1+50000/R där R är motståndet som används, högsta möjliga förstärkning är 10000 gånger.
Efter IA:n följer en spänningsdelning bestående av motstånden R20 och R21som minskar signalens amplitud till en tredjedel, detta gör att den totala förstärkningen som erhålls är en tredjedel av den förstärkning som ställs in på IA:n. Som ses är
spänningsdelningen inte kopplad till jord utan till 2,1V referensen för att behålla DC-offseten på 2,1V opåverkad. Det kan tyckas lite konstigt att först förstärka signalen och sedan dämpa den igen, anledningen till detta är att vissa givare som ICP accelerometrar ger ifrån sig en utsignal på upp till 4V som måste dämpas för att kunna hanteras av ADC:n. Sista steget är en spänningsföljarbuffert bestående av en OP-förstärkare,
Den 2,1V referensspänning som används skapas i blocket märkt 2,1V ref, detta finns beskrivet under en egen rubrik längre fram i rapporten. 2,1V spänning används inte bara som referensspänning till IA:n utan även för att skapa några av de referensspänningar som används vid mätningar. Det olika referensspänningarna används för att verifiera att mätsystemet fungerar och inte driver under mätningen. ADAM-11 har sex olika
referenser att mäta på vilket kan tyckas vara konstigt eftersom den MUX vi använder har ytterligare en ledig ingång som kunde användas för en referens till. Detta beror på att vi ursprungligen räknade med att kunna ansluta två termoelement till varje kanal och då använda MUX:n för att koppla om mellan de två olika termoelementen, när sedan termoelement ströks från listan över givare så blev det lediga anslutningar över.
De sex olika referenser som finns har lite olika uppgifter, en är kopplad direkt till jord, en annan till jord via ett motstånd, en mäter spänningen differentiellt över ett motstånd och de tre övriga mäter en spänning i förhållande till jord. Meningen med de två som är kopplade till jord med och utan ett motstånd är att man ska kunna mäta på båda och kontrollera att resultatet blir noll båda gångerna, blir det inte det utan resultatet skiljer är något fel och det beror då troligen på att det går en ström in på någon av ingångar till MUX:n som är större än den nästan försumbara ström som normalt sätt går igenom MUX:n in till IA:n.
Den referens som utgörs av den differentiella mätningen av spänningen över R11 är i första hand tänkt att användas när man använder den högsta förstärkningen för att mäta på bryggkopplingar som matas med +5V. Spänningen över R11 är 0,30 mV vilket motsvarar 70,1% av ADC:s maximala insignal när förstärkningen är 3333 gånger. För de andra valbara värdena på förstärkningen finns på samma vis andra
referensspänningar att mäta på. Dessa referensspänningar skiljer sig dock från det första exemplet på så vis att de inte mäter differentiellt utan bara single-end eftersom
minusingången kopplas till jord via ett motstånd i alla tre fallen. Anledningen till att vi valt att ha ett motstånd i kopplingen till jord är att båda ingångarna till IA:n ska få samma källimpedans. De spänningar som används som referensspänningar alstras genom att en OP-förstärkare av typen LMC6492 förstärker 2,1V referensen till 3,078 V, denna spänning spänningsdelas sedan av motstånden R24, R25 och R26 så att passande spänningar erhålls.
De spänningsnivåer som används som referenser är 3,078 V, 33,49 mV och 3,044 mV vilket motsvarar 72,6%, 78,9% och 71,8% av ADC:s maximala insignal vid
förstärkningarna 0,33 33,3 och 333 gånger. Exakt dessa värden kan naturligtvis inte erhållas med icke ideala komponenter men det är inte heller avgörande, det viktiga är att man har mätt upp och noterat det värde som erhålls så att det kan användas för
kalibrering vid framtida mätningar. Det är viktigt att motstånden monteras så att de utsätts för samma temperatur för att minska inverkan av deras temperaturkoefficient som annars påverkar spänningsdelningens förhållande och OP-förstärkarens
återkopplingsnät.
9.2 Byglingar, switchar eller reläer?
På ett flertal olika ställen i ADAM-11 kan olika byglingar flyttas eller tas bort för att anpassa den till olika typer av givare och signalnivåer. Anledningen till att vi valt att använda byglingar av den typ som används på t.ex. en PCs moderkort istället för
vår konstruktion. Några av byglingarna skulle utan problem kunna ersättas med halvledarswitchar och andra där kraven på låg on-resistans finns skulle kunna ersättas med reläer. Anledningen till att vi valt att inte göra det är att reläer tar plats på
kretskortet och fördyrar konstruktionen. Eftersom vi inte kunde bygga en fullt programmerbar lösning utan reläerna valde vi att också avstå från att använda
halvledarswitchar på de platser där de kunde användas. Detta eftersom vi anser att om vi ändå måste ha några byglingar på kretskortet kan vi lika gärna ha alla omkopplingar i form av byglingar då vinsten med att ha några omkopplingar programmerbara är liten. De omkopplingar som inte kräver låg on-resistans är kortslutningen av
AC-kopplingskondensatorn och inkopplingen av bryggkompletteringen eftersom de inte
behöver leda någon nämnvärd ström. Den on-resistans på t.ex. cirka 17 W som
halvledarswitchen MAX333 har är här helt försumbar i en jämförelse med inresistansen
på 1 MW. I resten av omkopplingarna ställs krav på låg resistans där de allra mest
kritiska är de omkopplingar som bestämmer IA:s förstärkning. Här måste on-resistansen i omkopplaren vara låg och stabil och eftersom det motstånd som bestämmer
förstärkningen kan vara ner till 5 W fungerar det inte att använda halvledarswitchar som
ofta har högre resistans och dessutom en tolerans på något eller flera W vilket skulle ge
mycket osäkra värden på förstärkningen. Även för att göra omkopplingen mellan jord eller –9V matningen till B- terminalen blir det svårt att få till en bra lösning om halvledarswitchar ska användas då dessa kommer att ge ett oönskat spänningsfall över on-resistansen. [25]
9.3 Avkopplingskondensatorer och mönsterkortslayout
I vår uppgift ingick inte att ta fram någon mönsterkortslayout men vi nämner lite om det här när vi tar upp hur avkopplingskondensatorer ska införas i konstruktionen. Vi har under vårt utvecklingsarbete inte använt avkopplingskondensatorer så som tillverkarna av komponenterna rekommenderar på grund av att det varit svårt att få plats med det på kopplingsdäcket. Det kändes också lite tveksamt om vinsten med
avkopplingskondensatorer skulle bli så stor på kopplingsdäcket då skulle vara svårt att placera kondensatorerna så nära anslutningarna på komponenterna som är önskvärt. Den enda avkopplingskondensator som vi använde på kopplingsdäcket var en
elektrolytkondensator på några hundra mikrofarad för att stabilisera +5V matningen. Hur mycket sämre prestanda analogdelen fick på grund av bristen på
avkopplingskondensatorer vet vi inte, men eftersom våra problem i första hand låg i den digitala delen prioriterade vi inte att förbättra analogdelens prestanda i första hand. Om konstruktionen ska utvecklas vidare och ett mönsterkort tas fram vill vi uppmärksamma några detaljer vad gäller val av avkopplingskondensatorer och mönsterkortlayouten. Avkopplingskondensatorerna bör placeras så nära komponenten som möjligt och i vissa fall ska två olika kondensatorer användas parallellt. Till IA:n INA128 och OP:n
LMC6492 bör avkopplingskondensatorer på 0,1 uF användas, medan MUX:n MAX307 klarar sig med 10 nF. Spänningsreferensen MAX873 ska för maximal prestanda
avkopplas på både matningsspänningsanslutningen och utgången, matningsspänningen bör avkopplas med en elektrolytkondensator på 10 uF parallellt med en keramisk
kondensator på 0,01-0,1 uF. Utgången är lite mer komplicerad, antingen måste man vara säker på att den kapacitans utgången ser är under 100 pF eller över 1 uF för att förhindra självsvängning. För att vara på den säkra sidan väljer vi att följa rekommendationen och använda en elektrolyt på 10 uF parallellt med en keramisk kondensator på 0,01-0,1 uF även på utgången. [21][23][24][26]
