Department of Science and Technology Institutionen för teknik och naturvetenskap
Linköping University Linköpings universitet
g n i p ö k r r o N 4 7 1 0 6 n e d e w S , g n i p ö k r r o N 4 7 1 0 6 -E S
Design av en
högprecisionsenergimätare
enligt
Mätinstrumentdirektiven
Fredrik Baaklini
Nicklas Bohman
2018-06-08
LiU-ITN-TEK-A--18/014--SE
Design av en
högprecisionsenergimätare
enligt
Mätinstrumentdirektiven
Examensarbete utfört i Elektroteknik
vid Tekniska högskolan vid
Linköpings universitet
Fredrik Baaklini
Nicklas Bohman
Handledare Kjell Karlsson
Examinator Qin-Zhong Ye
Detta dokument hålls tillgängligt på Internet – eller dess framtida ersättare –
under en längre tid från publiceringsdatum under förutsättning att inga
extra-ordinära omständigheter uppstår.
Tillgång till dokumentet innebär tillstånd för var och en att läsa, ladda ner,
skriva ut enstaka kopior för enskilt bruk och att använda det oförändrat för
ickekommersiell forskning och för undervisning. Överföring av upphovsrätten
vid en senare tidpunkt kan inte upphäva detta tillstånd. All annan användning av
dokumentet kräver upphovsmannens medgivande. För att garantera äktheten,
säkerheten och tillgängligheten finns det lösningar av teknisk och administrativ
art.
Upphovsmannens ideella rätt innefattar rätt att bli nämnd som upphovsman i
den omfattning som god sed kräver vid användning av dokumentet på ovan
beskrivna sätt samt skydd mot att dokumentet ändras eller presenteras i sådan
form eller i sådant sammanhang som är kränkande för upphovsmannens litterära
eller konstnärliga anseende eller egenart.
För ytterligare information om Linköping University Electronic Press se
förlagets hemsida
http://www.ep.liu.se/Copyright
The publishers will keep this document online on the Internet - or its possible
replacement - for a considerable time from the date of publication barring
exceptional circumstances.
The online availability of the document implies a permanent permission for
anyone to read, to download, to print out single copies for your own use and to
use it unchanged for any non-commercial research and educational purpose.
Subsequent transfers of copyright cannot revoke this permission. All other uses
of the document are conditional on the consent of the copyright owner. The
publisher has taken technical and administrative measures to assure authenticity,
security and accessibility.
According to intellectual property law the author has the right to be
mentioned when his/her work is accessed as described above and to be protected
against infringement.
For additional information about the Linköping University Electronic Press
and its procedures for publication and for assurance of document integrity,
please refer to its WWW home page:
http://www.ep.liu.se/Abstract
This thesis investigates how an energy meter should be constructed in order to ap-ply to the Measurement Instrument Directive. The measuring instrument directive is a statutory industry standard. All meters used for billing purposes must abide by this standard. Multiple systems were investigated in order to find the optimal system according to the agreed upon demands. Each system is presented individ-ually and need to be able to withstand 230V and 35A. The system which fulfills the demands the best is implemented. The choosen system is based around the M90E32AS and Atmega328pb IC:s from Microchip. The sensors used are current transformers and voltage dividers. The M90E32AS samples data from the sensors and forwards it to the Atmega328pb where they can be read by a computer. Com-munication is conducted via SPI (Serial Peripheral Interface). Isolation is needed to provide protection to low voltage components and other equipment. Because of this the transformers and optocouplers are used.
The end result is a functioning energy meter. It measures voltage and current in a satisfying way with a very small margin om error. According to the test made regarding energymetering the measurement error is just above 1%. This is a bigger error than what was wanted but the tests are not very precise and the error is probably smaller in reality.
Sammanfattning
Denna examensrapport undersöker hur en energimätare skall konstrueras för att föl-ja under Mätinstrumentdirektivet (MID). Mätinstrumentdirektivet är den standard som alla mätare som används för fakturering måste följa. Ett flertal olika system un-dersökes för att hitta den mest optimala lösningen enligt de riktlinjer som sätts upp. Varje system presenteras individuellt i rapporten och måste klara av att mäta 230V samt 35A. Det system som anses uppfylla kravbilden bäst implementeras. Systemet som valdes grundar sig i chippet M90E32AS samt en Atmega328pb från Microchip. Sensorer som används är strömtransformatorer och spänningsdelare. M90E32AS samplar data från dessa sensorer och skickar vidare dem till Atmega328pb där de kan läsas av en dator. Kommunikation mellan M90E32AS och Atmega328pb sker vissa SPI. Isolering behövs för att skydda lågspänningskomponenter och annan utrustning som används. Därför används transformatorer och optokopplare.
Det slutgiltiga resultatet är en fungerande energimätare. Den mäter spänning och ström med en väldigt liten felmarginal. Testerna som gjordes för energimätning visar på ett fel precis över 1%. Detta är ett större fel än önskat. Testmetoden är dock väldigt oprecis och i verkligheten är felet antagligen mindre.
Förord
Vi vill tacka vår handledare på Chargestorm, Erik Wetterin. Han har varit till stor hjälpt under hela projektet. Men även Erik Johansson, Anton Lindström och Sebasti-an Lahti skall ha en stor eloge. De har alla varit väldigt intresserade av projektet och varit oumbärliga för projektets framgång.
Från universitets sida vill vi tacka vår handledare Kjell Karlsson som också alltid varit intresserad och hjälpt till med hur exjobbet bör läggas upp.
Norrköping Juni 2018 Hasta la vista!
Fredrik och Nicklas, Civilingenjörsprogrammet i elektronikdesign.
If we knew what it was we were doing, it would not be called research, would it?
Innehåll
1 Inledning 1 1.1 Bakgrund . . . 1 1.2 Syfte . . . 1 1.3 Problembeskrivning . . . 2 1.3.1 Frågeställningar . . . 2 1.4 Metod . . . 3 1.5 Avgränsningar . . . 3 1.6 Disposition . . . 4 2 Teori 5 2.1 Spänningsmätning . . . 5 2.1.1 Spänningstransformator . . . 5 2.1.2 Spänningsdelning . . . 7 2.2 Strömmätning . . . 7 2.2.1 Halleffektsensor . . . 8 2.2.2 Shuntresistor . . . 9 2.2.3 Strömtransformator . . . 102.3 Mätarstandarder och mätfel . . . 11
2.4 SPI-kommunikation . . . 12
2.5 Optokopplare och isolation . . . 14
3 Simuleringar 17 3.1 System 1: Shuntresistor och operationsförstärkare med DC-förskjutning 17
3.2 System 2: Strömtransformator med DC-förskjutning . . . 20
3.3 System 3: Power Managment Intgrated Circuit (PMIC) . . . 21
4 Komponentstudier 23 4.1 Studerade komponenter . . . 23
4.1.1 Maxim Integrated . . . 23
4.1.2 Microchip MCP3909 . . . 25
4.1.3 Atmel M90E32AS . . . 26
4.1.4 Analog Devices ADE7757 . . . 27
4.2 Allegro ACS726 . . . 28 4.3 SiRiO Strömtransformator . . . 29 4.4 AD8479 operationsförstärkare . . . 29 4.5 INA149 operationsförstärkare . . . 29 4.6 Jämförelse av mätsystem . . . 29 5 Systemdesign 33 5.1 Hårdvara . . . 33 5.1.1 M90E32AS kort . . . 34 5.1.2 Strömsensorkort . . . 40 5.1.3 Spänningssensorkort . . . 41 5.1.4 Atmega328PB-kort . . . 42 5.2 Mjukvara . . . 47 5.3 Test . . . 51 6 Resultat 53 6.1 Prototypen . . . 53
Innehåll v
6.2 Spänning, ström samt effekt tester . . . 54
6.3 Energimätning . . . 55
7 Diskussion 57 7.1 Att fastslå ett system . . . 57
7.2 Simulering . . . 59
7.3 Resultat . . . 59
7.4 Problem under projektet . . . 60
8 Slutsats 63 9 Framtida arbete 65 Referenser 65 Artiklar . . . 66 Böcker . . . 66 Hemsidor . . . 66 10 Appendix 69
Figurer
2.1 En ideal transformator.[4] . . . 6
2.2 Systemskiss på en transformator. . . 7
2.3 Spänningsdelning . . . 7
2.4 Illustration hur elektronerna påverkas av ett överliggande magnetfält. [25] . . . 8
2.5 Koppling och mätning över en shunt . . . 9
2.6 Skiss av en operationsförstärkare . . . 10
2.7 Skiss av en strömtransformator.[32] . . . 11
2.8 Koppling av en strömtransformator och mätning över Rm . . . 11
2.9 Konfiguration av en eller flera SPI-kommunikationskanaler.[23] . . . . 13
2.10 Illustration av hur SPI-kommunikation fungerar.[23] . . . 13
3.1 Kretsschema över system 1. . . 18
3.2 Spänningen vid spänningssensorerna. . . 18
3.3 Spänningen vid spänningssensor efter DC-förskjutning. . . 19
3.4 Spänningen vid strömsensorerna. . . 19
3.5 Spänningen vid strömsensor efter DC-förskjutning. . . 19
3.6 Kretsschema över system 2. . . 20
3.7 Spänningen vid strömsensorn innan DC-förskjutningen. . . 21
3.8 Spänningen vid strömsensorn med DC-förskjutningen. . . 21
3.10 Spänningen efter spänningsdelning. . . 22
4.1 Bild på konfiguration där både direkt koppling och indirekt koppling av sensorer visas[14]. . . 24
4.2 Internt blockschema över MCP3909. . . 25
4.3 Schema på MCP3909 över en fas. . . 25
4.4 Blockschema över M90E32AS. . . 26
4.5 Internt blockschema över ADE7757. . . 27
4.6 Exempel över hur ett ADE7757 system kan komma att se ut. . . 27
4.7 Blockschema över ACS726. . . 28
4.8 Kopplingsschema på ACS726 över en fas. . . 28
5.1 Systemskiss på prototypen . . . 34
5.2 Pinkarta på M90E32AS. . . 34
5.3 Power Mode övergångar. . . 36
5.4 Illustration över vilka delar som är aktiva i Normal Mode . . . 36
5.5 Illustration över vilka delar som är aktiva i Idle Mode . . . 37
5.6 Illustration över vilka delar som är aktiva i Detection Mode . . . 37
5.7 Illustration över vilka delar som är aktiva i Partial Measurement Mode 38 5.8 Schema på M90E32AS. . . 38
5.9 Schema över kontaktens signaler. . . 39
5.10 Visualisering av kontakten. . . 39
5.11 Schema över strömsensorerna. . . 41
5.12 Visualisering av hålen . . . 41
5.13 Schema över spänningssensorna. . . 42
5.14 Schema över LDO. . . 42
5.15 Pinkarta på Atmega328PB . . . 43
5.16 Pinmap för Atemga328PB. . . 43
Figurer ix
5.18 Schema som visar hur UART används i systemet. . . 44
5.19 Schema över LCD och switchknappar. . . 45
5.20 Prototypmodell i 3D . . . 46
5.21 SPI-kommunikation i olika mode . . . 47
5.22 Läsa ett register . . . 48
5.23 Modifiera ett register . . . 48
5.24 Blockschema över kalibrering i Normal Mode . . . 50
6.1 Alla fyra kort separata . . . 53
Tabeller
4.1 Systemet som skulle använda transformatorer och mätchippet MCP3909. 30
4.2 Systemet som skulle använda hallsensorer tillsammans med en MCU. 30
4.3 Systemet som skulle använda mätchippet 71M6543F. . . 30
4.4 Systemet som skulle använda MCP3909, shuntresistorer, en MCU (Atmega328pb) och en isolerad DC-matning. . . 31
4.5 Systemet som skulle använda transformatorer direkt kopplade till en MCU. . . 31
4.6 Systemet som skulle använda operationsförstärkare och en MCU. . . . 31
4.7 Systemet 2 som skulle använda operationsförstärkare och en MCU. . 32
4.8 Systemet som ska använda mätchippet ADE7757. . . 32
4.9 Systemet som ska använda mätchippet M90E32AS. . . 32
5.1 Power Mode-inställning . . . 35
5.2 Olika SPI-Mode . . . 47
5.3 Format för instruktioner för SPI-kommunikation. . . 48
5.4 PGA konfiguration. . . 49
5.5 Mätningsvillkor. X:kalibrering behövs, ×:kalibrering behövs ej . . . . 49
6.1 Spänningstest för prototypen . . . 54
Nomenklatur
Nomenklaturen innehåller alla de förkortningar som används i rapporten. Till vänster ses förkortningen och dess betydelse till höger.
ADC Analog Digital Converter
AF E Analog Front End
CE Computational Engine
CM Common Mode
DSP Digital Signal Processor
IC Integrerad Krets
LDO Low Dropout Regulator
M CU Microcontoller Unit
M P U Microprocessing Unit
P CB Printed Circuit Board
P GA Programmable-gain amplifier
P M IC Power Managament Integrated Circuit
RM S Root Mean Sqare
RT C Real-time Clock
SEK Svensk Elstandard
SoC System-on-Chip
SP I Serial Peripheral Interface
U ART Universal Asynchronous Receiver/Transmitter
V HDL Hardware Description Language
Kapitel 1
Inledning
Inledningen redogör för varför detta projekt genomförs. Definition av problem, syfte och avgränsningar är de aktiva delarna som bör läggas störst vikt i.
1.1
Bakgrund
Marknaden för elektriska fordon har ökad stadigt under ett antal år och är beräknad att fortsätta växa. Det har satt press på industrin att expandera nätverket av laddare för dessa fordon. Laddarna förser fordonen med energi och den energin behöver mätas av flera anledningar. De två största är lastbalansering samt prissättning. Det finns många sätt att implementera energimätare och detta projekt kommer att undersöka ett flertal. Olika faktorer vägs emot varandra för att hitta den optimala lösningen för aktuell situation. Examensarbetet görs för företaget Chargestorm. Chargestorm är beläget i Norrköping, Sverige och har cirka 25 anställda. Det startades 2009 och såldes 2018 till CTEK. Chargestorm producerar laddstationer med den senaste teknologin med säkerhet inbyggd direkt i enheterna. Kraven på systemet kommer dels från Chargestorm och vissa är satta enligt mätinstrumentdirektivet. Det är främst mätinstrumentdirektivet som sätter kraven på mätsystem, felmarginaler och liknande. Chargestorm sätter krav på pris, yta och vilket typ av mätare de vill ha. Tidigare har Chargestorm köpt in en mätare från utomstående tillverkare, men den är både dyr och har funktioner som Chargestorm inte behöver.
1.2
Syfte
Syftet med detta projekt är att utvärdera ett flertal olika system för energimätning. De storheter som skall mätas är spänning, ström och aktiv effekt. Med dessa skall sedan energin beräknas. Efter utvärdering skall en prototyp av en energimätare designas och produceras.
1.3
Problembeskrivning
Problemet består av att konstruera en mätare som kan mäta energi individuellt över tre faser. Det betyder att alla parametrar som skall mätas måste göras för varje fas. Detta uppkommer för att laddaren som mätaren skall höra till har ett system som roterar vilken fas som används för laddning. Alla dagens elbilar använder nämligen inte trefasladdning även om kontakten som används är en trefasskabel. Att då cirkulera mellan vilken fas som används fördelar slitage på komponenter och kabeln, vilket gör att de kan användas längre.
Kraven som ställs på systemet funktionsmässigt och av Chargestorm AB är:
1. Systemet skall klara av att mäta fasspänningar på 230V och strömmar på 35A effektivvärde växelström över tre faser.
2. Ström och spänning måste mätas individuellt på alla faser. 3. Skall ha en arbetstemperatur mellan -40°och +85°.
4. En mätnoggrannhet bättre än 1% skall uppnås.
5. Mätaren skall designas enligt MID för elmätare (Se kapitel 2.3) 6. Kostnad för komponenter skall hållas så låg som möjligt.
7. Komponenterna som används skall uppta så liten area som möjligt.
1.3.1
Frågeställningar
De frågeställningar som ställs under projektet som skall besvaras besvaras är: 1. Vilka metoder existerar för att mäta energi?
2. Vilket är den minst kostsamma metoden för att mäta energi? 3. Hur exakt går det att mäta energi?
4. Vad behövs för att systemet skall certifieras enligt existerande standarder? 5. Vilka av kraven från relevanta standarder skall prioriteras och vilka skall vara
1.5. Avgränsningar 3
1.4
Metod
Projektet består av tre faser för att få struktur i arbetet. Varje fas måste anses färdig innan nästa kan påbörjas. Det första är förstudie och utvärdering av elmä-tarlösningar. Utvärderingen består av att väga möjliga lösningar emot varandra och bestämma den optimala lösningen enligt de krav som finns. Under denna fas gjordes även simuleringar för att bättre förstå hur systemen fungerar. Simuleringarna gjor-des i Matlab och LTspice. Den andra fasen är implementering av systemet på ett PCB samt att programmera integrerade kretsar som eventuellt kommer användas. CAD-programmet som användes var Altium Designer. Mjukvaran utvecklades på ut-vecklingskortet M90E32AS-DB. Systemet skall efter detta granskas av Chargestorm AB för godkännande innan nästa fas. Den sista fasen består av tester. Testerna kommer utvärdera lösningens funktionalitet. Efter testerna skall förhoppningsvis en fungerande prototyp enligt uppsatta krav vara brukbar.
1.5
Avgränsningar
Detta projekt kommer försöka framställa en prototyp så nära marknadsfärdig som möjligt under den begränsade tid som tillhandahålls. Prioriteringar görs för att göra kärnsystemet funktionsdugligt. Därför är avgränsningarna på projektet följande:
• De flesta mekaniska kraven som ställs i relevanta standarder • Förklaring av tester som genomförs vid MID-certifiering • Storlek på PCB
• Kostnader för display
• Inga eventuella extrafunktioner utöver mätning av energi, ström och spänning kommer implementeras.
1.6
Disposition
Kapitel 2 Detta kapitel innehåller fakta och information om fysikaliska regler, grundläggande komponentegenskaper standarder och regler som följts vid produk-tion av systemet.
Kapitel 3 Simuleringar som genomfördes i början av projektet för att testa olika system-idéer. Tre olika typer av system simulerades.
Kapitel 4 Här ses den komponentstudie som genomfördes där individuella kompo-nenter undersöktes. En jämförelse mellan dessa system gjordes också.
Kapitel 5 Beskrivning av det slutgiltiga systemet som implementerades. Både infor-mation om komponenterna som användes och hur de relaterar till varandra beskrivs. Kapitel 6 Resultatkapitlet redovisar för hur slutprodukten blev. Mätfel och vilka funktioner som implementerats presenteras.
Kapitel 7 Diskussion förs om varför det slutgiltiga systemet valdes. Även kravupp-fyllnad gås igenom.
Kapitel 8 Summering av om de frågeställningar som sattes i början av rapporten blivit besvarade.
Kapitel 9 Med utgångspunkt i vad som uppnåtts under projektet så föreslås hur prototypen i framtiden kan förbättras.
Kapitel 2
Teori
I detta kapitel kommer all fakta och information som använts under projektet att redogöras för. Det innehåller de olika systemen som granskades, förklarande av stan-darder samt fakta om kraftelektronik.
2.1
Spänningsmätning
Det finns ett flertal sätt att mäta spänningar på. De har dock alla gemensamt att någon typ av MCU:er används för sampling och olika beräkningar. Dessa MCU använder ADC:s för att mäta spänningen och dessa har oftast ett arbetsspann mellan 0V och 5V [18]. Då spänningens toppvärde vid laddning är ±325V måste spänningen dämpas och i vissa fall ges en offset-spänning.
2.1.1
Spänningstransformator
En transformator kan transformera ner spänningen. Lindningsantalet på primär- och sekundärspole påverkar spänningen som genereras från transformatorn. Ekvation 2.1 används för beräkningar på en ideell transformator.
US UP = NS NP ⇒US = UPNS NP (2.1) där
UP: Spänningen i den primärspole
US: Spänningen i den sekundärspole
NP: Lindningsantalet i den primärspole
NS: Lindningsantalet i den sekundärspole
En transformator ger även galvanisk isolation. Galvanisk isolation är en princip för att isolera olika delar av ett system. Mellan de isolerade delarna kan ingen ström
flöda vid normal funktion. Dock så kan energi och information fortfarande trans-porteras. Det möjliggör kommunikation mellan kretsar och komponenter med jord vid olika potential. Det är ett väldigt bra sätt att bryta jordslingor. Det används också mycket i säkerhetssyften dessutom då det förhindrar att ström når jord via en människas kropp. Sätt som överföringen kan ske via är t.ex. induktion, kapaci-tans, optiskt, akustiskt eller på mekanisk väg. En transformator utnyttjar såklart induktion vid överföringen [8]. Figur 2.1 visar en bild på en ideal transformator. [20]
Figur (2.1): En ideal transformator.[4]
Det finns även transformatorer där lindningsantalet är samma för primär- och se-kundärspolen. I det fallet är strömmen lika i båda lindningar. En sådan transfor-mator ger fortfarande galvanisk isolation och används därför enbart av denna orsak.
Figur 2.2 visar en skiss på en sådan transformator. R1 begränsar strömmen in i
pri-märspolen och därmed sekundärspolen. R2 skalas utefter den önskade spänningen i
sekundärspolen. Ekvationen (2.2) används för att beräkna R2 med hjälp av Ohms
lag, se ekvation (2.3). [20] US R1 = UP R2 ⇒R2 = UPR1 US (2.2) U = RI ⇒ I = U R (2.3)
2.2. Strömmätning 7
Figur (2.2): Systemskiss på en transformator.
2.1.2
Spänningsdelning
En annan metod för att dämpa spänningen är att använda spänningsdelning. Figur 2.3 visar en skiss på kopplingen som enbart består av resistorer. Ekvation 2.4 används för att beräkna utspänningen. För att minska spänningsfallet över en enskild resistor
bör R1 bestå av flera resistorer i serie.
Vout= R2 R1+ R2 Vin (2.4) Figur (2.3): Spänningsdelning
2.2
Strömmätning
Precis som med spänningsmätning finns flera sätt att mäta ström på. Dessa är ofta mer komplicerade dock då strömmen löper större risk att skada komponenter. Strömmens toppvärde är 50A vilket få komponenter på marknaden klarar av.
2.2.1
Halleffektsensor
Halleffektsensorer är en typ av strömsensor som fungerar enligt hallprincipen. Hall-principen innebär att när laddade partiklar förflyttar sig genom ett magnetiskt fält så agerar krafterna på partiklarna så att de avviker från sin väg. Tänk att de ladda-de partiklarna är elektroner som åker genom ett ledanladda-de material och magnetfältet över ledaren är vinkelrätt mot ledaren. Om detta är fallet så kommer den ena de-len av ledaren bli negativt laddad och den andra kommer bli positivt laddad. Den potentialskillnad som uppstår, kallas hallspänning. En illustration av detta kan ses i figur 2.4.[22] [25]
Figur (2.4): Illustration hur elektronerna påverkas av ett överliggande magnetfält. [25]
Även om det magnetiska fältet tvingar elektronerna till ena sedan av ledaren så är själva processen självbegränsande. Det är för att den ökade koncentrationen av laddningar vid ena sidan av ledaren och utarmningen av dem på den andra sidan skapar ett elektriskt fält över halleffektsensorn. Detta fält gör att laddningsbärarna försöker omfördela sig över ledaren igen. Det är detta som ger hallspänningen. Ett jämviktstillstånd uppstår där magnetfältet som trycker laddningarna åt ena sidan och elektriska fältet som trycker dem tillbaka mot mitten balanseras[25]. Hallspän-ningen kan beräknas genom att använda ekvation 2.5 och 2.6 tillsammans.[22]
VH = RH IB d (2.5) RH = −Ex jyBz (2.6) Där
2.2. Strömmätning 9
VH är hall spänningen
RH är hall koefficienten
I är strömstyrkan genom ledaren B är magnetfältets styrka
d är ledarens tjocklek
Ex är elektriska fältet i x-riktning
jy är elektrisk strömtäthet
Halleffekten skall inte blandas ihop med induktion som kräver en ändring i ström eller magnetfält för att fungera. Men precis som med transformatorer ger hall sensorer galvanisk isolation.
2.2.2
Shuntresistor
En shuntresistor är ytterligare ett verktyg som kan användas vid strömmätning . Det är en seriekopplad resistor som har en känd resistans [26]. Spänningsfallet över den resistorn ska mätas och med hjälp av Ohms lag kan strömmen beräknas. Figur 2.5 visar skissen på kopplingen.
Figur (2.5): Koppling och mätning över en shunt
Det är viktigt att välja en shuntresistor som klarar det gällande strömintervallet. Resistansen måste vara konstant för att få en linjär mätningen. Vid stora strömmar bildas värme som kan leda till att resistansen ändras. Därför måste materialet klara av att utstå höga strömmar utan att brinna upp samt ha en låg temperaturkoeffici-ent som inte påverkar resistansen. Ledarbanor till och från tapparna ska vara nära motståndet för att inte påverka resistansen. En sista detalj att tänka på är hur stor resistansen ska vara. För detta projekt är den liten för att minimera effektförluster samt ge ett svagt spänningsfält som lätt kan mätas. En differentiell förstärkare kan komma att behövas innan mätningen skickas till ADC.
Operationsförstärkare
Eftersom spänningen över resistorn är väldigt låg kan en operationsförstärkare vara behövlig. Det är dels för att förstärka signalen till en önskad nivå men kan samtidigt ge isolation. Denna operationsförstärkare måste vara differentiell och kommer därför ha ett common-mode-fall över sina två ingångar. Operationsförstärkare måste vara
byggd för att klara dessa common-mode-spänningar. Common-mode signalen (Vcm)
är medelvärdet av spänningar vid förstärkares insignaler. Med hjälp av figur 2.6 kan ekvation 2.7 förstås. [21]
Vcm=
V++ V−
2 (2.7)
Figur (2.6): Skiss av en operationsförstärkare
2.2.3
Strömtransformator
En tranformator, som redan skrivits om i kap. 2.1.1, kan även användas vid ström-mätning utöver spänningsström-mätning. Den transformerar ner stora strömmar till en lägre nivå. Ett magnetfält skapas i järnkärnan vilket visas i figur 2.7. Det leder till att en liten ström skapas i sekundärlindningen.
2.3. Mätarstandarder och mätfel 11
Figur (2.7): Skiss av en strömtransformator.[32]
En strömtransformator brukar enbart ha ett varv i primärlindningen då det bidrar till mindre effektförluster. Sekundärlindningen är istället den del som bestämmer transformationen. Ekvation 2.4 används för att beräkna strömmen i sekundärlind-ningen. IS IP = NP NS ⇒IS = IPNP NS (2.8)
Figur 2.8 visar hur en strömtransformator ska kopplas. Rm är ett motstånd av känd
resistans och med hjälp av Ohms lag beräknas spänningen över resistansen. MCU mäter den spänningen och med hjälp av mjukvara kan strömmen beräknas.
Figur (2.8): Koppling av en strömtransformator och mätning över Rm
2.3
Mätarstandarder och mätfel
För att få ett mätinstrument MID-godkänt måste en stor lista med krav uppfyllas. Dessa specificeras i standarderna SS-EN 50470-1 [29] samt SS-EN 50470-3 [30] och de härstammar från de europeiska standarderna EN 1:2006 och EN 50470-3:2006. Standarderna specificerar vilka nivåer av mätfel som finns, vad de nivåerna innebär samt vilka funktioner som måste ingå i systemet. Utöver detta beskrivs även
de tester som systemet måste klara för att bli certifierat. Det finns tre nivåer för mätare; nivå A, B och C. Nivå C är den med högst precision där mätfelet högst får vara 0.5%, sedan kommer B med 1% och A med 2%. Detta syftar till aktiv energi under referensförhållanden. Referensförhållandena är de specifikationer som energi-mätaren testas emot. Värdena som specificeras här är spänning, frekvens, vågform, kontinuerligt magnetfält från utomstående källa m.m. Vissa specificeras av tillverka-ren eftersom mätare kan ha vilt skilda arbetsområden. Det finns även specifikationer för hur mycket felmarginalen får öka då förhållanden rör sig bort från referensen. Om man använder temperatur som exempel och mätaren är specificerad att klara mellan -40°och 85°. Då skall den ha den satta felmarginalen inom det spannet. Men går man utanför det intervallet får felet öka med en viss marginal som specificeras i standarden. [30] Det viktigaste måttet på kvaliteten av en energimätare är såklart hur exakt den är. Hur mätfelet beräknas kan ses i ekvation 2.9.
P rocentuellt f el = Registrerad Energi − F aktiskt Energi
F aktiskt Energi ·100 (2.9)
Den faktiska energin går dock aldrig att fastställa helt och det kommer alltid finnas en naturlig felmarginal här också [29]. För att detta inte ska påverka det procentuella felet hos mätaren märkbart används, vid kalibrering, väldigt exakt testutrustning. Denna testutrustning kan innebära en väldigt precis spänningskälla samt last med på förhand känd noggrannhet. För att en mätare skall vara godkänt måste den ha en skärm som gör det möjligt att se data. Det som måste visas för MID-godkännande är dock enbart den aktiva energin som mäts. Enheterna som får användas är kWh eller MWh. Det måste gå att mäta i 4000h utan avbrott och finnas kvar i minnet på systemet i fyra månader. Om man dock har kapacitet för andra mätningar än energi, måste alla de relevanta storheterna gå att visa. Används en automatisk sekventiell display måste varje värde visas i minst 5 sekunder. Används mätaren för taxering måste den aktiva tariffen visas. Det betyder dock inte att priset skall visas utan bara vilken taxeringsnivå som för närvarande gäller. Om bara en tariff används behöver det inte visas. [29] De krav som beskrivs här är de som ansågs viktigast att ha med. Det finns dock otroligt många fler krav specificerade i SS-EN 50470-1 [29] samt SS-EN 50470-3 [30]. Om vidare förståelse är önskad bör dessa läsas.
2.4
SPI-kommunikation
SPI står för Serial Peripheral Interface och är ett kommunikationsformat som an-vänds för att skicka data mellan microkontoller och små periferikretsar så som shift-register, sensorer och SD-kort[28]. Det är idag en av de vanligaste
kommunikations-formaten, tillsammans med I2
C, för kortdistanskommunikation. SPI tillhandahåller full-duplex syncron kommunikation som tillåter data att skiftas seriellt från master till slave samtidigt som det kan skiftas från slave till master. Idag är SPI inte li-ka standardiserat som det var när det kom under 80-talet [28]. Detta leder till att man måste vara uppmärksam på hur kretsarna som använder SPI är konfigurera-de. Exempel på detta är hur SPI kan både överföra Most Significant Bit och Least
2.4. SPI-kommunikation 13
Significant Bit först. [23] SPI använder fyra kanaler för att genomföra kommuni-kationen. Det behövs en Chip Select (CS), en klocksignal (SCLK) samt en input och output på vardera sida av kommunikationen. Dessa kallas Master Input Slave Output (MISO) och Master Output Slave Input (MOSI). Varje transaktion av data börjar med att chipp select aktiveras. Efter det påbörjas kommunikation. Det kan, som tidigare nämnts, genomföras på lite olika sätt men grunden är alltid densamma. Hur kommunikationen konfigureras och hur den fungerar kan ses i figurerna 2.9 och 2.10. [23]
Figur (2.9): Konfiguration av en eller flera SPI-kommunikationskanaler.[23]
2.5
Optokopplare och isolation
Optokopplare är en typ av isolator som används för att överföra elektriska signaler mellan två olika kretsar. De hindrar höga spänningar från en sida av optokopplaren till den andra. Kommersiella optokopplare kan ha upp till 10kV isolation samtidigt som de har väldigt snabb transienthastighet. Nästan alla dagens optokopplare an-vänder LED-dioder och fototransistorer för att överföra signaler optiskt. De flesta används vid digitala applikationer men med speciella tekniker kan de även användas till analoga kretsar.
Optokopplaren har en ljuskälla, oftast en infraröd LED byggd för små avstånd (ne-ar infr(ne-ared light-emitting diode), som konverter(ne-ar den elektriska signalen till ljus. Ljuset aktiverar i sin tur en mottagare. Denna mottagare är en fototransistor som aktiveras av ljus. Ljuset konverteras då tillbaka till en elektrisk signal och signa-len har transporterats genom optokopplaren utan någon elektrisk kontakt. Man kan använda andra mottagare än fototransistorn så som fotoresistorer, fotodioder eller en triac. Då dioder både kan utsöndra ljus och ta emot kan optokopplaren kon-strueras för att klara tvåvägskommunukation. [3] För att optokopplare skall vara effektiva måste även krypavstånd till andra ledande ledare och komponenter tas i beaktning. Krypavstånd är avståndet mellan två ledare längs med en isolerande yta på kretskortet. Krypavstånd ökar då spänningen över ledaren stiger. För att skydda mot eventuella spänningar på 230V måste krypavstånd vara 8mm. Detta gäller även mot jordplan och dess ledare.[17]
2.6
Avkoppling
De flesta integrerade kretsar är känsliga för ändringar av matningsspänningen. Änd-ringar kan t.ex. bero på rippel från matningskällan eller störningar från utomstående källor. Ändringar kan bidra till försämrad funktionalitet då spänningen kommer ut-anför de intervall som specificeras för kretsen. För att motverka detta och få ett stabilare system används avkopplingskondensatorer.
Beroende på vilken typ av störning som behöver motverkas används olika sorters kondensatorer. Lågfrekventa störningar motverkas med stora elektrolytiska kapaci-tanser. De verkar som en laddningsreservoarer till transienta strömmar. Storleken på dessa bör ligga mellan 10µF och 100µF. För högfrekventa störningar reduceras däre-mot bäst med små kapacitanser. Det bästa är en ytmonterad keramisk kondensator som direkt kopplas till matningspinnen på IC:n samt ligger så nära denna pinne som möjligt. Dessa keramiska kapacitanser skall vara mellan 0.01µF till 0.1µF. Alla avkopplingskapacitanser måste även vara direkt kopplade till ett väldefinierat jord-plan för att vara effektiva. Närbelägna vior är dessutom ett måste för att undvika ytterligare serieinduktans.
Ferritpärlor är kan också användas. Vid låga frekvenser är de induktiva vilket gör dem välanpassade som induktanselement för lågpassfilter. Kommer man över cir-ka 100kHz blir de dock resistiva (hög Q). Ferritens impedans bestäms av material,
2.6. Avkoppling 15
arbetsfrekvens, DC offset, antal lindningsvarv, storlek, form och temperatur. Fer-ritpärlorna är inte alltid lika nödvändigt som avkopplingskondensatorerna men de kommer lägga till isolering av brus från väldigt höga frekvenser vilket alltid är fördel-aktigt. Vad som måste tas i beaktning är dock att ferriten inte får mättas. Mättning leder till olinjäritet och att ferriten fungerar sämre. [15]
Kapitel 3
Simuleringar
I detta kapitel visas simuleringar för de system som diskuterades i Teori. Simulink och LTspice används för att visa simuleringar och resultat. Olika system simuleras för att fördjupa förståelsen om varje enskild lösning. Simuleringar var ett viktigt steg i processen att utveckla och bygga en prototyp. I alla simuleringar genereras en trefas signal. Det spänningens effektivvärdet är 230V medan det strömmens effektivvärdet är 35A.
3.1
System 1: Shuntresistor och
operationsförstär-kare med DC-förskjutning
Första systemet består av shuntresistorer för att mäta strömmen och spännings-delning för att mäta spänningen. Figur 3.1 visar ett kretsschema i LTspice. Den simuleringen visar hur en shunt drar en liten ström och i sin tur ger en liten spän-ning enligt ohms lag. För att kunna mäta den låga spänspän-ningen läggs det till en operationsförstärkare ifall en eventuell MCU skall detektera den analoga signalen. MCU:n kan inte mäta den negativa spänningen och därför krävs att en offset läggs till. Spänningen vid MCU:n ska vara mellan 0V och 5V [18]. Vid spänningsdelning finns det också en förskjutning för att undvika den negativa signalen.
Spänningen innan DC-förskjutningen visas i figur 3.2 och efter DC-förskjutningen i figur 3.3. Medan figur 3.4 och 3.5 är för spänningen över shunten innan och efter förskjutningen. Dessa signalerna skickas till MCU:n som räknar ut energin.
Figur (3.1): Kretsschema över system 1.
3.1. System 1: Shuntresistor och operationsförstärkare med DC-förskjutning19
Figur (3.3): Spänningen vid spänningssensor efter DC-förskjutning.
Figur (3.4): Spänningen vid strömsensorerna.
3.2
System 2: Strömtransformator med DC-förskjutning
För det andra systemet byts shuntresistorerna ut till strömtransformatorer. LTspice används för att simulera systemet. Figur 3.6 visar strömtransformatorn för varje fas och att det finns en last efter den för att mäta spänningen där över. Spänningsdel-ningen är fortfarande kvar för att mäta spänSpänningsdel-ningen. En DC-förskjutning finns för både spänning- och strömsensorerna för att MCU:n ska kunna mäta den analoga signalen.
Figur (3.6): Kretsschema över system 2.
Figur 3.7 och 3.8 är signalen innan och efter DC-förskjutningen för strömsensorn. Spänningen beror på lasten och det är därför ingen förstärkning behövs i det här fallet. MCU:n utför också energi beräkningarna för systemet.
3.3. System 3: Power Managment Intgrated Circuit (PMIC) 21
Figur (3.7): Spänningen vid strömsensorn innan DC-förskjutningen.
Figur (3.8): Spänningen vid strömsensorn med DC-förskjutningen.
3.3
System 3: Power Managment Intgrated Circuit
(PMIC)
När 3:e systemet skulle simuleras las mjukvarusimulering till utöver simulering av hårdvara som för de andra systemen. I detta system används strömtransformatorer tillsammans med en last för att mäta spänningen över strömsensorerna. Spännings-delningen är också kvar för spänningssensorerna. I det här systemet behövs det dock ingen DC-förskjutningen eftersom signalerna skickas direkt till chippet som mäter alla parametrar och beräknar energi. Simuleringen är gjort i Simulink. Det visar energi vid lasten i hårdvarudelen och energi efter beräkning i mjukvarudelen. Schema över det här systemet kan visas i appendix 10.
I första hand dämpas strömmen via strömtransformatorn. Efter det finns en last som spänningen ska mätas över. Sedan finns det ett RC-filter för att filtrera signa-len. Vid spänningssensorn används en spänningsdelning för att dämpa spänningen.
Ett RC-filter läggs till för att filtrera signalen. Figur 3.9 och 3.10 visar strömmen vid strömsensor, respektive spänningen vid spänningssensor efter dämpning.
Figur (3.9): Strömmen efter strömtransformator.
Figur (3.10): Spänningen efter spänningsdelning.
I mjukvarudelen behövs det beräkningar för att få fram energiförbrukningen. Ström-men multipliceras först med lastens värde, där spänningen mäts över. Efteråt multi-pliceras det med strömtransformatorns omsättning. I spänningsdelning multimulti-pliceras spänningen med en faktor enligt ekvation 2.4. Efteråt beräknas energin baserad på strömmätningen och spänningsmätningen. En jämförelse visas efteråt mellan energi vid lasten och energi efter beräkning. Felet är minimalt och ligger på 0,01%.
Kapitel 4
Komponentstudier
I detta kapitel kommer information om de komponenter som efterforskades som möj-liga kandidater till ett energimätarsystem presenteras. Efter att informationen givits jämförs komponenterna för att i nästa kapitel förklara det fullständiga systemet som valdes. De faktorer som jämförs är främst kostnad, area och mätfel. Andra faktorer kan dock komma att spela roll.
4.1
Studerade komponenter
Under den första tiden av projektet las mycket tid till att efterforska olika kom-ponenter som skulle kunna användas i systemet. På marknaden finns många olika lösningar för energimätning där alla har fördelar och nackdelar. Man kan dela upp lösningarna i de man själv får konstruera och PMIC:s. De system man får konstru-era själv utgår från t.ex. en MCU med periferikretsar som möjliggör sampling av ström och spänning. PMIC:s går att införskaffa färdiga och är konstruerade just för energimätning. De mäter energi m.m. och kan sen vidarebefordra data till annan enhet. Inga beräkningar behöver då göras av en MCU då de redan gjorts i PMIC:en.
4.1.1
Maxim Integrated
71M6543F och 71M6543G är ett par multifas, System-On-a-Chipp (SoC)-mätare med en 5MHz 8051-kompatibel MPU-kärna som tillverkas av Maxim Integrated. Det är denna IC som Chargestorms nuvarande mätare baseras på. Den har en lågeffekts RTC med digital temperatur kompensation. RTS:en ger chippet möjligheten att mäta användningstid, vilket i sin tur gör att flera tariffer kan sättas. Det tillåter även att hålla loggbok över alla tillfällen chippet mixtrats med. För att säkerställa klockans funktion måste dock ett batteri användas så att den inte stängs av vid strömavbrott. Detta gäller för andra lösningar också.
Chippet har ett AFE-system som data är införskaffat genom för vidare bearbetning i den inbyggda 32 bitars beräkningsenheten. Detta AFE-system kan användas på
olika sätt beroende på konfiguration men två av dessa är de som används oftast. De två systemen skiljer sig beroende på om sensorerna är direkt kopplade till chippet eller ej. Om sensorerna, t.ex. transformatorer, är direkt kopplade till chippet tas de genom en multiplexer till en ensam första ordningens ADC. Utsignalen från ADC:en går sedan genom ett FIR-filter till beräkningsenhetens RAM-minne. ADC:en är en 22 bitars delta-sigma ADC.
Om sensorerna inte är direkt kopplade till chippet, utan har någon periferikrets mellan sensorn och chippet, samplas data på annat sätt. Om man utgår från fallet med shuntresistorer så samplas data i periferikretsen för att sedan skickas digitalt genom ett isoleringsgränssnitt. Denna konfiguration av chippet kan ses i figur 4.1. Hur periferikretsen funkar diskuteras nedan. [14]
Figur (4.1): Bild på konfiguration där både direkt koppling och indirekt koppling av sensorer visas[14].
71M6543F och 71M6543G har stöd för ett flertal olika periferikretsar från 71M6XX3-serien. 71M6XX3-serien är en serie med isolerade sensorer. De isolerade sensorerna gör att systemet inte behöver oroa sig för common-mode-spänningar då dessa är spe-cialgjorda för att klara av dessa. Det ger även systemet immunitet mot magnetisk manipulation av data och förstärkt tillförlitlighet. Sensorerna innehåller 22-bitars delta-sigma ADC:er, förstärkare med differentiellt uttag, precisionsspänningsreferens och en temperatursensor. Periferikretsen drivs genom en matningsspänningsgenera-tor som matas med pulser från moderchippet. Periferikretsarna fungerar även under förhållanden av extremt låga matningsspänningar för både aktiv- och batteridrift. Utöver detta har de 5KB delat minne och 64KB eller 128KB flashminne beroende på om man använder 71M6543F eller 71M6543G[14].
Med 71M6543F eller 71M6543G och tillhörande isolerade kretsar har systemet ett mätfel på 0,1%. Den håller därmed högre standard än standarderna som sätts enligt [16]. Dessutom är både flashminne och LCD-drivare är inbyggt i chippet [14]. Alla dessa funktioner gör att 71M6543F och 71M6543G är högst avancerade chipp.
4.1. Studerade komponenter 25
4.1.2
Microchip MCP3909
MCP3909 är ett chipp som mäter energi över en fas. IC-kretsen är designad un-der IEC 62053 Internationella Mätning Standard specifikation [10]. Med hjälp av en strömtransformator och spänningsdelare kan strömmen och spänningen mätas. Strömtransformatorn kan ersättas med en shuntresistor men då måste en isolerad matningskrets läggas till istället. Den har en 16-bitars ADC på båda kanalerna och en PGA på en av dem. Detta är ifall signalen som tas in behöver förstärkas något. Figur 4.2 visar ett internt blockschema över chippet. [19]
Figur (4.2): Internt blockschema över MCP3909.
Utsignalen från chippet är i form av en frekvens och skickas till MCU:n via SPI kommunikation. Chippet har också en 20-bit multipler för att räkna produkten av strömmen och spänningen. Detta ger den aktiva energin. Noggrannheten ligger på 0,1% för aktiva energimätningen. Tre MCO3909-chipp totalt behövs för att få denna lösningen att fungera. Alltså en för varje fas. Om spänningsdelning och strömtrans-formatorer används kommer ett system som ser ut som på bild 4.3 implementeras. Denna bild visar dock bara en tredjedel av systemet då ytterligare två likadana kretsar måste läggas till.
4.1.3
Atmel M90E32AS
M90E32AS är ett multifasmätchip från Atmel (numera Microchip) med stor dyna-miskt område [2]. Det uppfyller IEC62052-11 [9], IEC62053-22 [11] och IEC62053-23 [12] krav. M90E32AS kan mäta över tre faser och har sex andra ordningens Delta Signa ADC:er för att klara av både ström- och spänningsmätning. Chippet har en inbäddad DSP som klarar av att beräkna aktiv, reaktiv, skenbar, fundamental och övertoners energi med ±0, 1% noggrannhet för den aktiva energin och ±0, 2% för den reaktiva energi. DSP:n beräknar även parametrar så som effektivvärden av ström och spänning och medelvärde på aktiv, reaktiv samt skenbar effekt. M90E32AS an-vänder ett fyra kanals SPI-gränssnitt för att kommunicera med en extern MCU. Figur 4.4 illustrerar ett blockschema över chippet. Där kan man se hur de olika enheterna inom chippet hänger ihop och kommunicerar med varandra. Vilka block som används och inte går att påverka men det skrivs mer om i kapitel 5.
Figur (4.4): Blockschema över M90E32AS.
M90E32AS kan kompensera för fel som uppstår p.g.a. temperatur då den har en temperatursensor med 1% felmaginal. Den kan klockas internt med en kristall eller externt från en microcontroller. Den har utöver detta funktioner för att detektera när insignalen korsar nollnivån och samt slitagevarning. Ett exempel på hur ett system med detta chipp kunde se ut ges i nästa stycke.
Chippet har sex kanaler: tre för ström och tre för spänning. Innan sampling på dessa kanaler kan ska behövas tre strömtransformatorer och tre spänningsdelningar. Inga beräkningar behöver utföras i MCU:n eftersom IC-kretsen gör det. Det enda som behövs i det här fallet att MCU:n skicka via SPI vilken register som önskas och chippet skickar tillbaka värde på det efter några kalibreringar. Chippet har över 250 register som kan hittas i databladet för M90E32AS [2].
4.1. Studerade komponenter 27
4.1.4
Analog Devices ADE7757
ADE7757 är också ett chipp som mäter strömmen och spänningen över en fas. Spänningen mäts via en spänningsdelning medan strömmen mäts via en shunt. Figur 4.5 visar schemat på chippet. Utsignalen representeras av en frekvens och beroende på vad frekvensen är kan energin läsas av. Enligt databladet [5] ligger Common-mode-spänningen på 6,25mV medan Common-mode vid fasen kommer vara runt 400V vid strömmätning. Detta är ett problem som måste lösas om denna lösning skall användas. Ett internt blockschema över hur chippet ser ut kan ses i figur 4.5.
Figur (4.5): Internt blockschema över ADE7757.
Om ett system baserat på detta chipp skulle implementeras hade det sett ut ungefär som i figur 4.6. Varje IC-krets kan mäta över en fas. Alltså behövs återigen tre chipp. En spänningsdelning placeras innan ingången på kanal två och en shunt resistor inför kanal 1. Detta refererar till kanalnamnen i figur 4.6. I exemplet i figuren används även en optokopplare för att skydda efterliggande komponenter från ADE7757 om något skulle gå fel.
4.2
Allegro ACS726
ACS726 är en hallsensor från Allegro. Det är en BiCMOS-baserad sensor. Den mäter över en fas och klarar av en strömstyrka på 40A. Som hallsensor är den självklart isolerad naturligt. Den här sensorn kopplas i serie med strömmen utan någon typ av shuntresistor eller transformator. Strömmen går genom chippet och en utsignal skickas i form av en analog spänningsnivå. Den analoga signalen är en positiv dif-ferentiell signal. Spänningsnivån är proportionell mot linjeströmmen och med en microcontroller kan energin beräknas. Den har en precision på 0,1% och har inga direkta andra funktioner. Ett internt blockschema över ACS726 kan ses i figur 4.7 och ett kopplingsschema över sensorerna ses i figur 4.8.
Figur (4.7): Blockschema över ACS726.
4.6. Jämförelse av mätsystem 29
4.3
SiRiO Strömtransformator
Det mest konventionella sättet för strömmätning är en strömtransformator. SiRiO har många typer av strömtransformatorer med olika egenskaper. Den stora förde-len med transformatorer är deras naturliga galvaniska isolation. SiRiO 150810 [27] är en bra modell ifall strömtransformator ska användas. Transformatorns omsätt-ning ligger på 1:1000 med noggrannhet mindre än 1%. Den klarar samtidigt 50A (effektivvärde) vilket ger marginal till specifikationerna. [24]
4.4
AD8479 operationsförstärkare
Differentiella operationsförstärkare övervägdes som mellansteg mellan en shuntre-sistor och mikroprocessorn som skulle göra energiberäkningarna. Det är aktuellt så länge operationsförstärkaren klarar av common-mode specifikationerna. AD8479 är en operationsförstärkare från Analog Devices som klarar av ett common-mode-fall på 600V. Den har dessutom en förstärkning på ett vilket gör att shuntresistorns värde är den enda variabeln som behöver tas i beaktning för att passa in den förminskade linjespänningen till mikroprocessorn. [6]
4.5
INA149 operationsförstärkare
En annan slags operationsförstärkare med lägre Common-mode spänning övervägdes utöver AD8479. Den har ett common-mode spann på 270V. Detta är, som tidiga-re påpekat, för lågt för systemets applikation. Förutsättningen för att detta skulle fungera var möjligheten att utöka intervallet så att det skulle klara av specifikatio-nerna. Efter efterforskning framkom det dock att trots att utökning av common-mode-spannet är möjligt fungerar det inte i detta fallet. Detta då ökning enbart fungerar vid likströmssystem. [13]
4.6
Jämförelse av mätsystem
I detta avsnitt kommer de olika systemen som övervägdes att jämföras. Priser, mät-noggranhet och area är de viktigaste parametrarna när systemet ska väljas. I tabel-lerna nedan ses jämförelsen som gjordes mellan alla system. De komponenter som nämns för varje kapitel är de som utmärker systemet på nått sätt och bidrar med en kostnadsökning eller påverkar arean. Alla priser hittades via hemsidan chipfin-der.com och storlekar hittades i datablad för komponenterna. Alla priser är dessutom avrundade då detta enbart var en uppskattning på priset. De komponenter som är med var de som hittades med bäst egenskaper för projektet.
och en MCU (Atmega328pb) skulle användas. Det skall kunna uppnå en mätnog-granhet 0,1% fel.
Tabell (4.1): Systemet som skulle använda transformatorer och mätchippet MCP3909.
Komponenter Antal Komp. Pris Komp. Area Tot. Pris Tot. Area
[st] [SEK] [mm2] [SEK] [mm2] Transformator 3 39 1587 87 1838 MCP3909 3 38 191 Kondensator 3 N/A 60 Atmega328pb 1 10 100
I tabell 4.2 ses systemet där Hallsensorer direkt till en MCU (Atmega328pb) skulle användas. Den skall kunna uppnå ett mätnoggranhet på 1% fel.
Tabell (4.2): Systemet som skulle använda hallsensorer tillsammans med en MCU.
Komponenter Antal Komp. Pris Komp. Area Tot. Pris Tot. Area
[st] [SEK] [mm2] [SEK] [mm2]
ACS726 3 45 51
55 335
Atmega328pb 1 10 100
Kondensator 9 N/A 180
I tabell 4.3 ses systemet där PMIC:en 71M6543F skulle användas. Den skall kunna uppnå ett mätnoggranhet på 0,1% fel.
Tabell (4.3): Systemet som skulle använda mätchippet 71M6543F.
Komponenter Antal Komp. Pris Komp. Area Tot. Pris Tot. Area
[st] [SEK] [mm2] [SEK] [mm2]
71M6543F 1 32 256
95 346
71M6543F(periferikrets) 3 33 90
Shuntresistorer 3 30 150
I tabell 4.4 ses systemet där mätchippet MCP3909 skulle användas tillsammans med shuntresistorer, en MCU samt en isolerad DC-matning. Då detta hade varit en helt egenutvecklad lösning var mätnoggraheten svår att säga. Den skulle påverkas till
4.6. Jämförelse av mätsystem 31
största del av shuntresistorerna samt samplingstakten hos MCU:n. Det var svårt att uppskatta mätfelet för detta system.
Tabell (4.4): Systemet som skulle använda MCP3909, shuntresistorer, en MCU (Atmega328pb) och en isolerad DC-matning.
Komponenter Antal Komp. Pris Komp. Area Tot. Pris Tot. Area
[st] [SEK] [mm2] [SEK] [mm2] Shuntresitorer 3 30 150 129 341 MCP3909 3 39 192 Atmega328pb 1 10 100 AC/DC-krets 3 50 N/A
I tabell 4.5 ses systemet där transformatorer direkt in till en MCU (Atmega328pb) skulle användas. Även här är systemet en egen lösning som beror på transformato-rerna och MCU:ns samplingstakt. 1% mätfel var att räkna med för detta system. Tabell (4.5): Systemet som skulle använda transformatorer direkt kopplade till en MCU.
Komponenter Antal Komp. Pris Komp. Area Tot. Pris Tot. Area
[st] [SEK] [mm2] [SEK] [mm2]
Atmega328pb 1 10 100
49 1745
Transformatorer 3 39 1587
Kondensatorer 3 N/A 60
I tabell 4.6 ses systemet där en operationsförstärkare skulle användas som buffersteg mellan de strömförande ledarna och MCU:n. Operationsförstärkaren klarar en com-mon mode spänning på 270V. Operationsförstärkaren påverkar inte mätfelet därför är det bara MCU:n samplingstakt och ordlängd som avgör mätfelet. Det ger ett mätfel som bör uppgå till 0,1%.
Tabell (4.6): Systemet som skulle använda operationsförstärkare och en MCU.
Komponenter Antal Komp. Pris Komp. Area Tot. Pris Tot. Area
[st] [SEK] [mm2] [SEK] [mm2]
Atmega328pb 1 10 100
79 190
INA149 3 39 60
I tabell 4.7 ses det systemet där PMIC:en AD8479 används. Det ger ett mätfel som bör uppgå till 0,1%.
Tabell (4.7): Systemet 2 som skulle använda operationsförstärkare och en MCU.
Komponenter Antal Komp. Pris Komp. Area Tot. Pris Tot. Area
[st] [SEK] [mm2] [SEK] [mm2]
Atmega328pb 1 10 100
133 190
AD8479 3 93 60
Shuntresistorer 3 30 30
I tabell 4.8 ses det systemet som använder PMIC:en ADE7757. Det ger ett mätfel som bör uppgå till 0,1%.
Tabell (4.8): Systemet som ska använda mätchippet ADE7757.
Komponenter Antal Komp. Pris Komp. Area Tot. Pris Tot. Area
[st] [SEK] [mm2] [SEK] [mm2]
ADE7757 3 39 120
79 250
Shuntresistorer 3 30 30
Atmega328pb 1 10 100
I tabell 4.9 ses det system som skulle använda PMIC:en M90E32AS. Det ger ett mätfel som bör uppgå till 0,1%.
Tabell (4.9): Systemet som ska använda mätchippet M90E32AS.
Komponenter Antal Komp. Pris Komp. Area Tot. Pris Tot. Area
[st] [SEK] [mm2] [SEK] [mm2]
Tramsformatorer 3 39 1587
63 1787
M90E32AS 1 14 100
Atmega328pb 1 10 100
Vidare resonemang som avgjorde vilket system som implementerades kan läsas om i diskussionen.
Kapitel 5
Systemdesign
Efter en lång förstudie, simulering och diskussion med Chargestorm AB, bestämdes systemet som ska användas i energimätaren. Lösningen som bestäms är den med Atmel M90E32AS, strömtransformatorer, spänningsdelning samt en Atmega328pb. Atmel M90E32AS har många funktioner och register som kan utvecklas och ge ett välfungerande system med bra noggrannhet.
5.1
Hårdvara
Systemskissen i figur 5.1 visar alla delsystem i den prototypen som ska byggas. Hårdvaran består av fyra olika PCB kort, ett för varje delsystem:
• M90E32AS-kort. • Strömsensor-kort.
• Spänningssensor + 5V källa.
Figur (5.1): Systemskiss på prototypen
5.1.1
M90E32AS kort
Figur 5.2 visar alla portar på chippet. M90E32AS kräver 3.3V matningsspänning för den analoga samt den digitala delen. Matningsspänningarna måste vara åtskil-da. Det finns sex ingångar för strömmätning, två för varje fas. Sex andra ingångar används till spänningsmätning, även här två per fas.
5.1. Hårdvara 35
OSCI och OSCO kopplas till en kristalloscillator. En kristalloscillator är en elektro-nisk oscillator som vibrerar med en exakt frekvens när en spännings läggs över den. Denna frekvens används som en stabil klocksignal i chippet och i förlängning för att övervaka tid. Inga kondensatorer behövs till kristallen eftersom M90E32AS har interna kondensatorer.
ZX0, ZX1 och ZX2 används för att konfigurera funktionen för nollnivåskorsning. Nollinjen är den punkt där signalen är lika med noll. Används en sinusformad växel-spänning sker nollnivåskorsning när signalen byter från positiva värden till negativa värden och vice versa. Nollnivåskorsning kan konfigureras för strömmen och spän-ningen. Chippet har ett register (07H) för det.
CF1, CF2, CF3 och CF4 är pulssignaler som kan användas för att få den aktiva samt reaktiva energin över alla faser. I det här projektet kommer de inte användas dock. Istället används SPI kommunikation via fyra pins: Chip Select (CS), Serial Clock (CLK), Serial Data Output (SDO) och Serial Data Input (SDI).
WarnOut är en utsignal som ansätts när chippet upptäcker ett problem med mät-ningen. Det skickas en digital ‘1’ till MCU:N och med hjälpa av IRQ0 och IRQ1 kan problemet hittas. En digital ‘1’ på en eller båda utsignalerna indikerar vilket register MCU:n ska inhämta data ifrån. De två registren är “EMMIntState0 (Adress: 73H)” och “EMMInstate1 (Adress: 74H)”.
PM1 och PM0 bestämmer vilket läge eller “Power Mode” chippet ska vara i. Chippet har fyra olika lägen som kan hittas i tabell 5.1. Dessa pins har ett eget internt RC-filter dessutom. M90E32AS är i “Idle Mode” tills att MCU:n konfigurerar PM1 och PM0. Övergångarna mellan alla mode visas i figur 5.3.
Tabell (5.1): Power Mode-inställning
PM1:PM0 Value Power Mode
11 Normal (N mode)
10 Partial Measurement (M mode)
01 Detection (D mode)
Figur (5.3): Power Mode övergångar.
Normal Mode: Alla block i M90E32AS är aktiva förutom “Current Detector” och det visas i figur 5.4. “Current Detector” kan aktiveras genom att ändra “DetectCtrl” register (adress: 10H).
Figur (5.4): Illustration över vilka delar som är aktiva i Normal Mode
Idle Mode: I det läget är alla funktioner avstängda. IC-kretsen får en matning på 3.3V från källan men drar otroligt lite ström. Bara “Power Mode Configuration” är aktiverat och väntar på instruktioner från MCU. Figur 5.5 visar hur alla block är inaktiverade förutom “Power Mode Configuration”.
5.1. Hårdvara 37
Figur (5.5): Illustration över vilka delar som är aktiva i Idle Mode
Detection Mode: Figur 5.6 visar “Detection Mode”-diagrammet där “Current Detector” och “IRQ” block är aktiverade. “Current Detector” kontrollerar strömmen som går genom faserna och kontrollerar att den inte går över en bestämd tröskel-nivå tröskel-nivå. IRQ signalerar att en eller flera faser ligger över den tröskel-nivån vilket kan konfigureras i “DetectCtrl” registret (adress: 10H).
Figur (5.6): Illustration över vilka delar som är aktiva i Detection Mode
Partial Measurement Mode: Det här läget liknar till stor del “Normal Mode”. Skillnaden är att M90E32AS här jobbar på lägre effekt. Några block är inaktiverade och detta kan ses i figur 5.7. Det finns ett alternativ att stänga av spänningssen-sorer och sänka klockan från 16, 384MHz till 8, 192MHz. Detta görs genom att konfigurera register “PMPwrCtrl” (adress: 0EH).
Figur (5.7): Illustration över vilka delar som är aktiva i Partial Measurement Mode
Kretsschema
Chippet matas med 3, 3V och vid varje ingång finns en kondensator för att filtrera matningssignal. Vid spänningsingång är neutralen kopplad till de negativa pinnarna via en RC-filter. Detta kan ses i nedre delen i figur 5.8.
5.1. Hårdvara 39
En 16.384MHz kristalloscillator kopplas till OSCI och OSCO. SPI-pins matas med 3, 3V via “pull-up”-resistor för att få en jämn nivå på de digitala signaler. “Con-nectorX_M” är en typ av kontakt som sticker ut från kortet, i figur 5.9. Syftet med dem är att skapa kontakt mellan de fyra korten som produceras. En överblicksbild på detta kan ses i figur 5.10. I appendix 10 kan schemat på kortet hittas medan i appendix 10 och 10 hittas PCB modeller i andra och tredje dimension.
Figur (5.9): Schema över kontaktens signaler.
5.1.2
Strömsensorkort
Strömmen under laddningen kan nå upp till 50A (peak). M90E32AS klarar mellan 120µV och 720mV på alla ström- och spänningsmätaringångar. Strömmens ingångar har interna impedanser för att kunna mäta spänningen och sen räkna ut strömmen. 50A är för högt och strömtransformatorer är ett måste. I databladet nämns ekvatio-ner för att välja ut en strömtransformator och last resistansen över den
transforma-torn[1]. P GAGAIN är ADC förstärkning som kan vara lika med 1, 2 eller 4. Detta kan
konfigureras i “MMode1”-register (adress: 34H). I en strömtransformator beskriver N hur många lindningsvarv som finns. Det talet säger hur mycket strömmen
för-svagas. En last RCT behövs för att kunna mäta spänningen från transformator. De
ekvationerna 5.1 och 5.2 måste uppfyllas för att stanna i intervallet för differensen mellan ingångarna. 120µV rms < P GAGAIN ×RCT ×Imin N (5.1) P GAGAIN ×RCT ×Imax N < 720mV rms (5.2) Kretsschema
Strömtransformator Sirio 150810 har bra specifikation och pris med bra noggrannhet [27]. Varje fas har en strömtransformator och tre olika laster. Ett RC-filter läggs till mellan transformator-last och chippet M90E32AS för att filtrera signalen. En annan typ av kontakt syns i figur 5.11. I detta fall är kontakten ett hål med några “pads” runt. Kortet med en kontakt som sticker ut ska kunna sitta i det hållet som visas i figur 5.12. Modellen i andra och tredje dimension finns i appendix 10 och 10. Hålets tjocklek är 2mm på alla kort men bredden skiljer sig beroende på hur många kopplingar mellan korten som behövs.
5.1. Hårdvara 41
Figur (5.11): Schema över strömsensorerna.
Figur (5.12): Visualisering av hålen
5.1.3
Spänningssensorkort
Spänningen sänks med hjälp av en spänningsdelning. Spänningsdelningen består av sju 240kΩ seriekopplade resistorer och en 1kΩ resistans som är parallell kopplad till de sju. Intervallen är fortfarande mellan 120µV och 720mV på ingångarna. Ett RC-filter läggs till för att stabilisera signalen. Spänningsdelningen visas i figur 5.13. På samma kort hittas det en del till där 5V matas in. Komponenter i energimätaren behöver 5V eller 3, 3V . 5V kommer från en isolerad, extern spänningskälla och 3, 3V genereras från en LDO via 5V , kan hittas i figur 5.14. Kontakter finns också här för samma syfte som nämnts tidigare. I appendix 10 och 10 finns 2D- och 3D-modellen på PCB-korten.
Figur (5.13): Schema över spänningssensorna.
Figur (5.14): Schema över LDO.
5.1.4
Atmega328PB-kort
Det här kortet är uppdelat till flera delar som har var sin funktion. Först behövs en MCU för att styra hela systemet. Atmega328PB har många fördelar och är från samma tillverkare som chippet M90E32AS. Denna MCU:n har 23 digitala pinnar med två olika SPI-kommunikationskanaler och visas i figur 5.15. De pins som an-vänds har en resistans seriekopplad för att skydda MCU:n och systemet. Insignalen dämpas inför MCU:n och utsignalen är mer stabil utan störningar. Atmega328PB behöver 5V och den signalen är filtrerat med ett RC-filter. Figur 5.16 visar schemat på processorn.
5.1. Hårdvara 43
Figur (5.15): Pinkarta på Atmega328PB
Figur (5.16): Pinmap för Atemga328PB.
Ett interface krävs för att programmera en Atmega328PB. ISP eller In-System Pro-gramming baseras på att kunna programmera MCU även om processorn är installe-rad i systemet [18]. Det kommunicerar via SPI interface. Figur 5.17 visar ISP header som kommer vara på kortet. Problemet med ISP är att det inte finns nån typ av iso-lation mellan MCU och datorn som ska programmera processorn. Vid höga spänning behövs isolation mellan dem ifall någon typ av kortslutning eller jordloop uppstår. När processorn programmeras via ISP ska därför hela systemet vara avkopplat från faserna.
Ett annat typ av interface är UART som används för programmering medans faser-na är kopplade till prototypen. En bootloader behövs infaser-nan UART kan användas för att programmera MCU dock. Detta görs via ISP och efteråt kan MCU programme-ras av Arduino UNO Board via UART. Det som gör denna typ av kommunikation bra att använda när faserna är kopplade är för att isolationsgränssnitt kan läggas till.
Figur (5.17): Schema över ISP.
Detta isolationsgränssnitt är två optokopplare [21]. Figur 5.18 visar schemat över dem. Det finns två olika 5V -signaler och två olika jordsignaler. Det ena paret kommer från Arduino UNO Board och den andra från energimätarens kort. Det är viktigt att inte blanda ihop dem annars försvinner den isolationen som önskas. Här används även 8mm krypavstånd mellan den isolerade och oisolerade sidan.
Figur (5.18): Schema som visar hur UART används i systemet.
En display finns även på det här kortet för att visa de önskade parametrarna. “Newhaven DisplayNHD-0216AW-SB3” är en OLED displaymodul som visar 2 rader med 16 karaktärer på varje rad [7]. Den har en driver på baksidan och behöver matas
5.1. Hårdvara 45
med 2.4V till 5V . Ett SPI-interface används för kommunikation med MCU[7]. Fi-gur 5.19 visar ett schema över displayen och fem olika switchknappar för att kunna styra mätaren och välja parametrar [31]. Varje knapp har en funktion för att kunna bläddra genom en meny: Upp, Ner, Vidare (Enter), Bakåt (Back) och reset.
“ConnectorX_F” finns igen på detta kort för att koppla ihop alla kort. Schema på detta finns i figur 5.19.
Alla fyra kort sitter ihop och bildar prototypen i form av en låda. Det hjälper till att ta mindre plats i laddningslådan. Strömsensorkortet sitter i botten medan spän-ningssensorkortet och M90E32AS-kort sitter stående på var sin sida av strömsen-sorkortet. Atmega328PB-kort ligger på toppen och kopplade till de stående korten. Prototypen visualiseras i figur 5.20, i 3D.
5.2. Mjukvara 47
5.2
Mjukvara
SPI-kommunikation används mellan MCU och M90E32AS. M90E32AS har 244 re-gister där de alla gör olika saker. [2]. Innan mätning börjar ska chippet konfigureras till det “Power Mode” som önskas. “Normal Mode” ska chippet sättas till genom att sätta pins P M1 och P M0 till en digital 1. Efter det ska pinnen CS konfigureras till en hög signal för att inaktivera SPI-kommunikation. Denna kommunikation behövs bara när värdet på en parameter önskas. Innan mätningen måste SPI-konfiguration installeras. Det görs via att definiera klockan på 1MHz, att “Most significant bit” är den första biten i kommunikationen och att SPI är i “mode 3”.
“Mode 3” är ett läge som sätts i master chippet och i det här fallet är MCU:n master medan M90E32AS är slave. Klockans polaritet samt fasen är viktiga i detta fall. Om polaritet är 0 betyder det att “Rising Edge” indikerar en puls medan polaritet 1 indikerar “Falling Edge” som en puls. Medan fasen indikerar när data biten börjar. Ifall fasen är 0 kommer data i slutet av klockans cykel men om fasen är 1 skickas data i början av pulsen. Detta kan ses i figur 5.21. Tabell 5.2 visar alla möjliga modes med respektive konfiguration.
Figur (5.21): SPI-kommunikation i olika mode
Tabell (5.2): Olika SPI-Mode SPI Mode Clock Polarity Clock Phase
(CPOL/CKP) (CPHA)
0 0 0
1 0 1
2 1 0
