Konstruktion och utvärdering av diplexer

(1)

KONSTRUKTION OCH UTVÄRDERING

AV DIPLEXER

Examensarbete utfört i Elektroniksystem vid Linköpings Tekniska Högskola

av

David Karlsson

Reg nr: LiTH-ISY-EX-ET-0284-2005 Linköping 2005-03-04

(2)

(3)

KONSTRUKTON OCH UTVÄRDERING

AV DIPLEXER

Examensarbete utfört i Elektroniksystem vid Linköpings Tekniska Högskola

av

David Karlsson

Reg nr: LiTH-ISY-EX-ET-0284-2005

Handledare: Per Löwenborg Examinator: Per Löwenborg Linköping, Mars 4, 2005.

(4)

(5)

Avdelning, Institution Division, Department

Institutionen för systemteknik

581 83 LINKÖPING

Datum Date 2005- 03- 04 Språk

Language RapporttypReport category ISBN

X Svenska/Swedish

Engelska/English X ExamensarbeteLicentiatavhandling ISRN LITH- ISY- EX- ET- 0284- 2005

C- uppsats

D- uppsats Serietitel och serienummer_{Title of series, numbering} ISSN Övrig rapport

____

URL för elektronisk version

http://www.ep.liu.se/exjobb/isy/2005/284/

Titel

Title Konstruktion och utvärdering av diplexer Construction and evaluation of diplexer

Författare

Author David Karlsson

Sammanfattning

Abstract

The report descripbs how a diplexer for a hybrid analog/digital filterbank has been constructed and tested. A diplexer divides the frequency band into two different bands that do not who doesn't overlapp each other. The sampling rate for the two ADC:s is 80 Msps, and therefore it is advantage to have zero at 80 MHz. The reason for this is that a proposed class of hybrid filterbanks with very good quality requires a zero at or close the sampling frequency to work well. The diplexer was made in three versions. The first didn't work since the choosen inductance self resonance frequency was to low and by the same range as the filters bandwidth. The second version had to much losses, which resulted in attenuation at 80 MHz, which was to small. The third version was made in two differents layout. To the diplexer it was also made a test tool in Labview, through that one gets the magnitude ande phase functions. The results show that the magnitude function is good for version 3.0 and for version 3.1, and that the losses are low. It depends also on that the choosen components have a high self resonance frequency. There can't been shown any differences between these two, thus is is difficult to judge if one is better then an other.

Nyckelord

Keyword

(6)

(7)

ABSTRACT

The report descripbs how a diplexer for a hybrid analog/digital filterbank has been constructed and tested. A diplexer divides the frequency band into two different bands that do not who doesn’t overlapp each other. The sam-pling rate for the two ADC:s is 80 Msps, and therefore it is advantage to have zero at 80 MHz. The reason for this is that a proposed class of hybrid filter-banks with very good quality requires a zero at or close the sampling fre-quency to work well.

The diplexer was made in three versions. The first didn’t work since the choosen inductance self resonance frequency was to low and by the same range as the filters bandwidth. The second version had to much losses, which resulted in attenuation at 80 MHz, which was to small. The third version was made in two differents layout.

To the diplexer it was also made a test tool in Labview, through that one gets the magnitude ande phase functions.

The results show that the magnitude function is good for version 3.0 and for version 3.1, and that the losses are low. It depends also on that the choosen components have a high self resonance frequency. There can’t been shown any differences between these two, thus is is difficult to judge if one is better then an other.

(8)

(9)

SAMMANFATTNING

Rapporten beskriver hur en diplexer till en hybrid analog/digital filterbank har konstruerats och testats. En diplexer delar upp frekvensbandet i två olika band som inte överlappar varandra. Samplingshastigheten för de två ADC:erna är 80 Msps, vilket gör att det med fördel bör finnas ett nollställe vid 80 MHz. Anledningen till detta är att en föreslagen klass av hybrida filter-bankar med mycket goda egenskaper kräver ett nollställe vid eller nära sam-plingsfrekvensen för att fungera bra.

Diplexern gjordes i tre olika versioner. Den första fungerade inte då de valda induktanserna självresonansfrekvenser var för låga och av samma stor-leksordning som filtrets gränsfrekvenser. Den andra versionen hade för stora förluster vilket medförde att dämpningen vid 80 Mhz blev för liten. Den tredje versionen gjordes med två olika layouter.

Till diplexern gjordes också ett testverktyg i Labview. Genom detta får man fram belopp och fasfunktionen för filtret.

Resultaten visar att beloppsfunktionen är bra för version 3.0 och version 3.1, detta då dessa har låga förluster. Det beror också på att de valda kompo-nenterna har en hög självresonansfrekvens. Det går inte att visa någon skill-nad på dessa två, således går det inte att uttrycka sig om den ena är bättre än den andra.

(10)

(11)

INNEHÅLL

1 Inledning

1

1.1 Syfte . . . 1 1.2 Bakgrund . . . 1 1.3 Upplägg . . . 1

2 Teoribakgrund

3

2.1 Diplexer . . . 3

2.2 Tvåkanalig analog/digital filterbank . . . 4

2.3 Ömsesidig induktion . . . 4 2.4 Resistansen i folieledningar . . . 5

3 Förstudie

7

3.1 Kravspecifikationen . . . 7 3.2 Version 1 . . . 8 3.2.1 Komponenter . . . 8 3.2.2 Kontroll av strömmar. . . 11

3.2.3 Begränsingar pga självresonans. . . 13

3.3 Version 2 . . . 13 3.3.1 Komponenter . . . 13 3.3.2 Kontroll av strömmar. . . 15 3.4 Version 3 . . . 16 3.4.1 Komponenter . . . 16 3.4.2 Kontroll av strömmar. . . 18

4 PCB - Layout

21

4.1 Geometrier . . . 21 4.2 Version 1 . . . 21 4.3 Version 2 . . . 23 4.4 Version 3 . . . 24

5 Test

27

5.1 Metod . . . 27 5.2 Programmet . . . 27 5.2.1 Signalgeneratorn . . . 28 5.2.2 Oscilloskopet . . . 28

(12)

5.3 Signalkällans distortion . . . 30

6 Resultat

31

6.1 Version 2 . . . 31 6.2 Version 3 . . . 33 6.3 Dynamik. . . 34

7 Slutsats

35 Referenser

37 Bilaga A - Kravspecifikation

i

Bilaga B - Komponenter

iii

Bilaga C - Extract_sinusoids

ix

(13)

1

INLEDNING

1.1 SYFTE

Syftet med rapporten är att beskriva hur diplexern [1] har konstruerats och utvärderats. Rapportens syfte är ge en förståelse och förklaring till vad som har gjorts under respektive delmoment. Rapporten är skriven för de som har studerat eller studerar elektronik på lägst högeskoleingenjörsnivå.

1.2 BAKGRUND

Diplexern kommer att användas till en två kanalig analog till digital omvand-lande (ADC) filterbank [2]. Till den ADC behövs det en diplexer med god frekvensselektivitet och linjäritet.

1.3 UPPLÄGG

Rapporten är uppdelad efter de delmoment som har uppstått under arbetet. Innan delmomenten gås igenom ges ett kort teorikapitel. Först ges en förstud-ien där komponentvärden diskuteras. Sedan behandlas PCB och kretskort-slayout. Det sista delmomentet behandlar testet av kretsen. Efter delmomenten redovisas resultaten samt slutsatserna till arbetet.

(14)

(15)

3

2

TEORIBAKGRUND

2.1 DIPLEXER

En multiplexer används för att dela upp det intressanta frekvensbandet i olika band som inte överlappar varandra. Ibland används också termen filterbank. En multiplexer som delar upp frekvensbandet i två delar kallas för diplexer. [1]

(16)

I den här rapporten behandlas en diplexer bestående av ett LP- och HP-steg-nät som parallelkopplats. Principen för den diplexern är att inimpendansen till de två stegnäten är Z_in=R₂. Signalkällan överför därför en konstant effekt som deles emellan de två stegnäten. Filtret är således effektkomplementära, dvs den effekt som inte går till LP-utgången går till HP-utgången. De två filterna har samma poler. Denna typ av multiplexer har mycket låg känslighet för fel i elementvärdena. [1]

2.2 TVÅKANALIG ANALOG/DIGITAL FILTERBANK

Diplexern kommer att användas till en tvåkanalig analog/digital filterbankar. Dessa gör att man kan utföra analog till digital omvandling med både hög noggranhet och samplingshastighet. I den här rapporten används en total sam-plingshastighet på 160 Msps och en två kanalig filterbank. Detta innebär att det kan hanteras signaler upp till 80 MHz enligt Nyqvist teoremet. Frekven-sbandet delas upp i två delar, ett ifrån dc-40 MHz och ett mellan 40 MHz och 80 MHz. Dessa två områden separeras med en diplexer för att få en lågpass-filtrerad signal och en högpasslågpass-filtrerad signal.

Vad som händer efter diplexern kommer inte att gås in på i den här rap-porten. Nedan i Figur 2.2. är en modell på filterbanken.

Figur 2.2. Tvåkanalig hybrid analog/digital filterbank.

Samplingshastigheten till den här ADC är 80 Msps, den utnyttjade hybrida analog/digital filterbanksklassen kräver därför ett nollställe vid eller nära 80 MHz. [2]

2.3 ÖMSESIDIG INDUKTION

När magnetfältet hos två induktanser interagerar varandra skapas en ömsesi-dig induktion. För att undvika detta bör komponenterna med fördel placeras

2 2 H0(z) H1(z) G0(z) G1(z) 2 2 Q Q Diplexer

(17)

Kapitel 2 – Teoribakgrund 5

ortogonalt. [3]

2.4 RESISTANSEN I FOLIELEDNINGAR

Resistansen R för en kopparfolieledning kan beräknas ur formeln:

där ρ_cu= resistiviteten för Cu, l = ledningens längd, b = ledningens bredd samt t = foliens tjocklek. [4]

(18)

(19)

7

3

FÖRSTUDIE

3.1 KRAVSPECIFIKATIONEN

Förstudien består av att bestämma vilka komponenter som ska användas till diplexern.

Figur 3.1. Diplexer

Det som är givet enligt kravspecifikationen finns i Bilaga A. Enligt den framgår det att det ska vara ett lågpassfilter och ett högpassfilter, båda ska vara 5:e ordningens cauer. Det som även framgår är strukturen enligt Figur 3.1. samt komponentvärderna:

L₁=245nH, L₂=108nH, L₃=228nH, L₄=63nH, L₅=32nH, L₆=195nH, L₈=275nH, C₂=86,9pF, C₄=62,5pF, C₅=68,9pF, C₆=155,3pF, C₇=74,2pF, C₈=255pF, C₉=577pF.

(20)

3.2 VERSION 1

3.2.1 KOMPONENTER

För att ta fram fasta induktanser undersöktes de modeller som har induktanser inom de aktutuella områderna. Där ibland hittades det fyra olika modeller av chip drosslar.

Tabell 3.1. Induktanser - Chip drosslar

Med hjälp induktanserna ifrån Tabell 3.1. går det att få fram de induktanser som behövs, men till en del kan det inte hittas rätt induktansvärde bland kom-ponenterna. I dessa fall seriekopplas induktanserna.

För att kunna justera poler och nollställen bör det även finnas justerbara komponenter. Enligt kravspecifiktationen är det viktigast att kunna justera andra nollstället i LP-filtret, dvs vid 80 MHz. Justeras den så kommer även polerna att ändras och därför underlättar det om samtliga induktanser går att justeras. Dock så valdes att enbart kunna justera induktanserna och inte kapacitanserna. Kapacitensens Q-värde är som regel högt, vilket medför att förlusterna i kondensatorna kan försummas[1]. Därav valdes godtycklig kondensator av typen Polypropylen som har de kapacitansvärde som behövs samt har en låg förlustfaktor.

Utifrån detta testades två alternativ. Alternativ 1 var att minimera antalet justerbara induktanser enligt Figur 3.2., dvs att ersätta varje element med en justerbar induktans samt att vid behov använda fasta induktanser för att uppnå rätt elementvärde. Alternativ 2 var att minimera antalet fasta induktanser enligt Figur 3.3., dvs använda justerbara induktanser så långt det går och använda fasta induktanser endast där det inte finns något alternativ bland just-erbara induktanser. Modell Induktans (nH) Tolerans Rdcmax (Ohm) SRFmin (MHz) med högt Q-värde 1-47 2% 0.05-1.90 3000-1000 Trådlindad 10-100 5% 0.13-0.58 4800-1400 storlek 1812 100-330 20% 0.18-0.28 300-165

(21)

Kapitel 3 – Förstudie 9

Figur 3.2. Alternativ1: Minimerat antal justerbara induktanser.

(22)

De två alternativens beloppsfunktioner jämförs tillsammans med en den givna kravspecifikationens beloppsfunktion. I Figur 3.4. är beloppsfunktio-nen för LP-filtret och Figur 3.5. är för HP-filtret. Utifrån detta framgår det att alternativ 2 är att föredra. Att alternativ 2 är att föredra beror på att det alter-nativet har mindre förluster i modellen. Detta då det används färre komponen-ter samt att de juskomponen-terbara induktanserna har en mindre förlust.

(23)

Figur 3.5. Simulerad beloppsfunktion för HP-filtret samt nominell beloppsfunktion. Enligt detta väljs komponenter, se bilaga B.

Till mönsterkorten har ELFA två varianter, en med glasfiberlaminat och en med PTFE-laminat. Glasfiberlaminatet är det som vanligast används. Till den här kretsen valdes PTFE-laminatet då kraven på låga förluster är stora.

3.2.2 KONTROLL AV STRÖMMAR

Komponterna enligt bilaga B har begränsingar gällande max strömmar och max spänningar. För den trimbara spolen går det inte att hitta någon max ström i databladen, men för den fasta spolen finns det en begränsning angiven på 500 mA. Kapacistanserna har en angiven arbetspänning på 630 V DC och 200 V AC. Dessa spänningar är inte aktuella då spänningen i diplexer är av storleksordningen 1 V. För att undersöka strömmarna har jag svept frekven-sen och undersökt strömmarna över varje nod. Detta kan ses enligt Figur 3.6. samt enligt Figur 3.7. Ur dessa två figurer går det att utläsa att den största strömmen är 40 mA, vilket betyder att strömmen är mindre än vad spolens maxström.

(24)

Figur 3.6. Strömmar för LP-filtret i dess noder.

(25)

3.2.3 BEGRÄNSINGAR PGA SJÄLVRESONANS

De utvalda justerbara induktanserna verkade inte fungera i de frekvensom-råden som angavs i databladet. Detta noterades efter ha testat induktanserna seperat. I de testen visades att dessa induktanser inte var funktionsdugliga vid högre frekvenser, dvs de hade en för låg självresonansfrekvens.

3.3 VERSION 2

Den andra versionen konstruerades på glasfiberlaminat. Främsta skälet till var den relativt höga kostnaden för PFTE-laminat.

Tanken med de justerbara induktanserna i version 1 var att kunna justera noll-ställerna. Ifrån ELFA går det inte att få tag på några andra justerbara induk-tanser som lämpar sig till diplexern. Ett annat alternativ i det här läget är att använda sig av justerbara kapacitanser. ELFA har en keramisk trimkondensa-tor med kapacitansen 7,0 - 50 pF med en resonansfrekvens uppåt 1000 MHz. Den uppfyller kraven för kretsen.

Kapacitanserna ifrån version 1 används även här, fast tillsammans med de justerbara. De justerbara induktanserna byts ut mot trådlindade chipdrosslar. Att inte chip-drosslarna ifrån version 1 återanvändes beror på att i den versio-nen behövdes det en chip-drossel med väldigt liten induktans, vilket inte fanns i katalogen bland de som väljs nu. Sedan har de lägre förluster samt en högre självresonansfrekvens. Utav dessa resonemang valdes komponenter, enligt bilaga B.

Dessa komponenter har jämförts med kravspecifikationen. Till dessa kom-ponenter har det lagts till DC resistansen för varje induktans. Det ger en unge-färlig modell av verkligheten. Figur 3.8. visar LP och Figur 3.9. visar HP.

(26)

Figur 3.8. Simulerad beloppsfunktion för LP-filtret samt nominell beloppsfunktion.

(27)

I den här versionen har induktanserna en begränsad maximal ström på 500 mA. De fasta kapacitanserna skiljer sig inte ifrån version 1 där de klarade kraven. De justerbara kapacitanserna har en begränsning på 50 V vilket kret-sen inte kommer att komma upp till.

Strömmarna i diplexern är på samma nivå som i version 1. Detta kan ses i Figur 3.10. och Figur 3.11. där den maximala strömmen är 40 mA.

(28)

Figur 3.11. Strömmar för HP-filtret i dess noder.

3.4 VERSION 3

I version 2 användes det många komponenter till en del element, som tex till C₉, användes 6 st kapacitanser varav en var justerbar. Detta tar mycket plats och skapar onödiga förluster.

I sökandet efter andra komponenter studerandes datablad till de kapacitanser som valts lite bättre. I databladet för polypropylene kondensatorerna visade det sig att de har en för låg självresonansfrekvens, vilken innebär att det inte klarar frekvenskraven. ELFA har en keramiska kondensatorer som klarar av frekvenskraven och har de värden som behövs. Problemet med dessa är att de måste köpas i större kvantiteter. Så för att få ner storleken undersöktes möj-ligheterna att köpa in komponenter ifrån annat håll än ELFA. Med tanke på att de justerbara kapacitanserna hade bra mycket prestanda med tanke på frekvensen söktes det efter fasta kapacistanser av samma fabrikat, Murata. De tillverkar en typ av kapacitanser, ERA, som klarar av frekvenser över en

(29)

1GHz. Med tanke på att det samtidigt som induktansvärderna för varje induk-tans behövde ökas något, studeras dessa vidare. Även indukinduk-tanser av fabrika-tet Murata undersöktes. De komponenter som beställdes finns i Bilaga B.

Som i de tidigare versionen så jämförs även här komponenterna med kravspecifikationen. Figur 3.12. visar LP-filteret och Figur 3.13. visar HP-filteret.

(30)

Figur 3.13. Simulerad beloppsfunktion för HP-filtret samt nominell beloppsfunktion. Den här versionen är den slutgiltiga och då komponenterna ska klara frekvenser långt över vad den här kretsen använder så valdes det att använda PTFE-laminatet.

I den här versionen har induktanserna en begränsing på 120 mA. Kapaci-tanserna har en maximal spänning på 50V. Dessa begränsningar blir inte något problem i den här versionen heller. Inspänningen ligger på maximalt 2 V. I och visas strömmarna där den maximala strömmen är runt 35 mA vilket klarar induktansernas begränsningar. Detta kan ses i Figur 3.14. och Figur 3.15. där den maximala strömmen är 35 mA.

(31)

Figur 3.14. Strömmar för LP-filtret i dess noder.

(32)

(33)

21

4

PCB - LAYOUT

4.1 GEOMETRIER

Vid konstruktion av PCB behövs förutom kopplingsschemat även geometrier till komponenterna. Till vissa standardkomponenter finns dessa givna. Men det fanns inte till SMA-kontakterna, trimbara spolarna, trimbara kapaci-tanserna och till chipstorlek 0603. När en geometri skapas sätts det upp vilkor för hur komponten, dvs avståndet mellan padarna, storleken på padarna samt hur nära det går att sättta andra komponenter.

4.2 VERSION 1

Generellt sätt när induktanser ska placeras ut så ska de läggas ortogonalt. I det här fallet var det inte möjligt, då lindningarna går upp ifrån kortet, förru-tom på den fasta induktansen. Istället placerades de induktanser som inte är seriekopplade, med någon kapacitans i mellan för att öka avståndet och und-vika att det magnetiska fälten ska gå i varandra. Jorden placerades mot mitten av kortet.

(34)

Figur 4.1. Fotografi på kretskortet av version 1.

(35)

Kapitel 4 – PCB - Layout 23

4.3 VERSION 2

Det som inte lyckades med den tidigare versionen var att placera induktansera ortogonalt. I den här versionen är lindningen längs med kortet på alla induk-tanser. Med tanke på det placerades induktanserna ortogonalt. Även i den här versionen placerades jorden rakt genom kortet, förrutom en ledning som är placerad på utsidan.

(36)

Figur 4.4. Kretskorts layout av version 2

4.4 VERSION 3

I den här versionen används båda typerna av induktanser, dels de som har lindning upp ifrån kortet och de som har lindningen längs med kortet. Detta gör att det blir enkelt att placera induktanserna ortogonalt. Till den här versio-nen är det också färre kompoversio-nenter. Dessa två fördelar gör att layouten blir ännu mer kompakt. I och med att layouten kan bli kompaktare minskas också längden på alla ledare, vilket gör att förlusterna minskar.

Till den här versionen gjordes det två layouter. En med nollpotentialstermi-naler mot mitten (ver 3.0) och en med nollpotentialsterminollpotentialstermi-naler ut ifrån kortet (ver 3.1). Mönsterkortet som används är dubbelsidigt och det är bara ytmonterade komponenter. Den ena sidan används som jordplan, dvs kop-parfolien behålls. Jordplanet bidrar till att minska överhörningen mellan de olika komponenterna. På den andra sidan befinner sig komponenterna samt signal ledningarna. Ifrån varje nollpotentialsterminaler går det en ledare genom kortet till jordplanet. I och med detta undviks jordloppar och långa

(37)

Kapitel 4 – PCB - Layout 25

jordledningar vilket gör att förlusterna minskas även här.

Figur 4.5. Fotografi på kretskortet av version 3.0.

Figur 4.6. Fotografi på kretskortet av version 3.1.

(38)

(39)

27

5

TEST

5.1 METOD

I stället för manuell testning valdes det att göra ett program som styr mätutrustningen för att på så sätt få fram ett resultat. Programet valdes att göras i Labview. Utrustning till förfogande som klarar av högre frekvenser är en RF-analysator, en spectrumanalysator, en signalgenerator samt ett digitalt oscilloskop. Varken spectrumanalysatorn eller RF-analysatorn stödjer enkla mätningar av fasförskjutning. Återstår gör bara oscilloskopet och signalgen-eratorn. Programmet skickar in en signal ifrån signalgeneratorn till filtret och läser av signalen på utgången av filtret in i oscilloskopet. Signalen ifrån sign-algeneratorn skickades också direkt in i oscilloskopet som referenssignal.

5.2 PROGRAMMET

Labview är en mätprogramvara som är till för att sätta upp egna mätprogram. I det här arbetet är det skapat två program som är ihopslagna till ett större. Det ena programmet styr och stegar upp frekvensen till signalgeneratorn. Det andra läser in mätvärden ifrån oscilloskopet och returnerar amplitud och fas för en given frekvens. Dessa två program är ihopslagna för att kunna ta fram amplitud och fas för ett frekvensband.

(40)

5.2.1 SIGNALGENERATORN

Programmet till signalgeneratorn består av fem insignaler och tre utsignaler; startfrekvens, frekvenssteg, stopfrekvens, index, amplitud, frekvens, while. Frekvensen och amplituden är de två kommandon som skickas via remote till signalgeneratorn. Resten sköter programmet.

Tabell 5.1. Signaler till och från signalgeneratorn

5.2.2 OSCILLOSKOPET

Till oscilloskopet finns det bara en insignal och två utsignaler. Insignalen används till det Matlabscript som finns i programmet för att få fram utsin-galerna, amplitud och fas.

Tabell 5.2. Signaler till och från oscilloskopet

Nästa steg var att läsa in mätdatat ifrån oscilloskopet och bearbeta detta. Först för att läsa datat måste det få förståelse om signalen som datorn tog ifrån oscilloskopet. Det visade sig att det var en textsträng som innehöll ett

varier-Signalnamn Signaltyp Förklaring

Startfrekvens Insignal Frekvensen som mätningen startar med

Frekvenssteg Insignal Anger hur stora frekvensstegen är

Stopfrekvens Insignal Frekvensen som mätningen slu-tar med

Index Insignal Stegar freqvensen

Amplitud Utsignal Anger amplituden på signalen Frekvens Utsignal Anger den aktuella frekvensen While Utsignal Avbryter frekvensstegningen

om stopfrekvensen är uppnåd

Signalnamn Signaltyp Förklaring

Frekvens Insignal Anger den aktuella frekvensen

Mag Utsignal Magnituden för signalen

(41)

Kapitel 5 – Test 29

ande antal amplituder. Variationen berodde på hur många sample oscillosko-pet tog. När antalet sample är känt går det att räkna ut samplingshastigheten. Detta görs endast för insignalfiltret, då samplingshastigheten är den samma för båda signalerna. Med spektrat (amplituderna), samplingshastigheten samt frekvensen, vilken är given ifrån det första programmet, går det att läsa in dessa i ett Matlab script. Men det scriptet bygger på att insignalen är en “ren” sinussignal vilket inte är sannolikt i det här fallet. Scriptet tar för amplitud, fas samt en offset. Med tanke på att insignalen inte är konstant eller en “ren” sinus tas den också in i scriptet. Utifrån detta beräknas först amplitud och fas för båda signalerna. Efter det jämförs signalerna för beloppsfunktionen och fasfunktionen för Utsignal/Insignal vilket var målet.

5.2.3 HUVUDPROGRAMMET

Om dessa två program kombineras går det att få fram belopps- och fasfunk-tionen för filtret i önskade frekvenser. Dock inte dc-nivå då signalgeneratorns lägsta frekvens är 0.1MHz. Detta område måste mätas manuellt.

Huvudprogrammets uppgift är att samköra dessa två program och skapa en matris innehållande frekvens, amplitud samt fas. Den matrisen ska sedan efter att programmet är kört sparas ner till en fil. Formatet på datat i matrisen är anpassat för att kunna öppnas upp i Matlab. En mindre bug i programmet är att det måste stängas ner och startas om mellan varje körning då värderna i vektorerna ligger lagrade efter varje avslutat test.

Tabell 5.3. Signaler till och från huvudprogrammet

Signalnamn Signaltyp Förklaring

Startfrekvens Insignal Start frekvensen Frekvenssteg Insignal Storlek på frekvensstegen Stopfrekvens Insignal Stop frekvensen

Amplitud Insignal Insignalens amplitud i Volt Fördröjning Insignal Tidsfördröjningen för

oscillos-kopet innan signalen samplas

Filnamn Insignal Filnamnet

Path Insignal Sök vägen till filen

(42)

5.3 SIGNALKÄLLANS DISTORTION

Problem som uppstod var att vid högpassfiltrets största dämpningar noterades distortion. Detta visade sig komma ifrån harmonisk distortion ifrån signalge-neratorn. I tex första nollstället som ligger runt 19MHz är signalen dämpad med ca 40dB. Singalgeneratorn sänder även ut multiplar av den valda frekvensen, fast med mindre amplitud än grundtonen. Det innebär att har sig-nalgeneratorn på 19 MHz så finns det liten signal på 38MHz. Den signalen dämpas knappt med 1dB av HP-filtret. Det innebär i sin tur att den signalen på 38MHz är i samma storleksordning som den dämpade signalen på 19MHz. Detta leder till att det uppstår en harmonisk distortion. Det betyder även att vi har harmonisk distortion på övriga delar av filtret men där är signalen så mycket större än distortionen så att den blir försumbar. Vid mätningar används olika typer av filter för att linjärsirera signalkällan.

(43)

31

6

RESULTAT

Resultaten ifrån version 2 och version 3 presenteras i form av grafer tillsam-mans den nominella.

6.1 VERSION 2

(44)

Figur 6.2. Fasfunktionen för version 2 med nominell fasfunktion.

I beloppsfunktionen ovan framgår det som nämns i kapitel 3.4 att förlus-terna påverkar beloppsfunktionen. Samt att de fasta kapacitanserna har en för låg självresonansfrekvens. Detta medför att dämpningen inte blir tillfredsstäl-lande.

(45)

Kapitel 6 – Resultat 33

6.2 VERSION 3

Figur 6.3. Beloppsfunktionen för version 3 med nominell beloppsfunktion.

(46)

I Figur 6.3. framgår det att skillnaden mellan version 3.0 och version 3.1 är minimal, dvs att det inte finns någon noterbar skillnad mellan dessa två sett ifrån beloppsfunktionen. Det framgår även att förlusterna är låga. Belopps-funktionen är i version 3.0 och version 3.1 tillfredsställande, till skillnad ifrån version 2.

6.3 DYNAMIK

Det har gjorts försök att bestämma linjäriteten hos diplexern. Men dessa tes-tar har endast visat att diplexern har en bättre linjäritet än signalgeneratorn.

(47)

35

7

SLUTSATS

Enligt resultaten ifrån kapitel 6.2 framgår det att beloppsfunktionerna är bra. Detta är dels pga att version 3.0 och version 3.1 har låga förluster. De låga förlusterna beror på 4 punkter. PTFE-laminat har betydligt mindre förluster än det vanliga glasfiberlaminatet. Den kompakta konstruktion minskar resi-tiviteten i folieledningarna enligt kapitel 2.4. Lösningen av jordningen min-skar även här förlusten i ledningarna. Att antal komponenter är minimerat bidrar till en kompakt konstruktion.

Rapporten har även visat att trimbara induktanser inte är att föredra i dessa sammanhang. Detta då keramiska komponenter har visat vara att föredra då dessa har en hög självresonansfrekvens. De keramiska komponenterna bidrar även till en mer kompakt konstruktion.

Det har inte kunnat visat någon skillnad mellan version 3.0 och version 3.1, således går det inte att uttrycka sig om den ena är bättre än den andra.

(48)

(49)

37

REFERENSER

[1] L. Wanhammar och H. Johansson, Analoga filter, Linköpings Universitet, 2003 [2] P. Löwenborg, H. Johansson, and L. Wanhammar, "First-order sensitivity of

com-plementary diplexers," in IEEE Trans. Circuits Syst. II, vol. 51, no. 8, Aug. 2004. [3] S. Söderkvist, Kretsteori Från α tillΩ, Tryckeriet Erik Larsson AB, 1997, 2:a

upplagan.

(50)

(51)

i

A

KRAVSPECIFIKATION

1 % Diplexerdesign

2 %© 2004 Per Löwenborg, LiU, Sweden 3 4 z=[0 - 2.03991250401526i 5 0 - 3.14159265358979i 6 0 + 2.03991250401526i 7 0 + 3.14159265358979i]’; 8 zc=[0 9 0 - 0.74584022441692i 10 0 - 1.13626538233417i 11 0 + 0.74584022441692i 12 0 + 1.13626538233417i]’; 13 p=[-0.22163627932024 + 1.50485453061006i 14 -0.22163627932024 - 1.50485453061006i 15 -0.87958284029641 - 1.23674693069647i 16 -0.87958284029641 + 1.23674693069647i 17 -1.51209256830011]’; 18 K=0.19619944634776; 19

20 k1=160e6; % Frequency denormalization, (sample frequency of HFB ADC) 21 k2=50; % Impedance denormalication 22 23 R1=1*k2; 24 R2=1*k2; 25 R3=1*k2; 26 rc=0; 27 rl=0.1;

(52)

Matlabbox A.1. Diplexerdesign 28 L1=k2*0.78413466755733/k1; 29 C2=0.69489986156333/k1/k2; 30 L2=k2*0.34582365356958/k1; 31 L3=k2*0.73092548947627/k1; 32 C4=0.50031479659169/k1/k2; 33 L4=k2*0.20251486530594/k1; 34 L5=k2*0.10164905742776/k1; 35 36 C5=0.55157546246735/k1/k2; 37 C6=1.24234996630707/k1/k2; 38 L6=k2*0.62344263139668/k1; 39 C7=0.59343437187577/k1/k2; 40 C8=2.04099398433904/k1/k2; 41 L8=k2*0.88077843243453/k1; 42 C9=4.62030449612282/k1/k2; 43 net1=[8 1 6 1 6 1 7]; 44 net2=[8 2 6 2 6 2 7]; 45 v1=[0 L1 C2 L2 L3 C4 L4 L5 R2]; 46 v2=[0 C5 C6 L6 C7 C8 L8 C9 R3]; 47 48 W=linspace(0,5*pi*k1,1000); 49 Hlp=ladder2frs(net1,v1,W); 50 Hhp=ladder2frs(net2,v2,W); 51 Ylp=ladder2adm(net1,v1,W,1/R2); 52 Yhp=ladder2adm(net2,v2,W,1/R3); 53 H1=Hlp./(1+R1*(Ylp+Yhp)); 54 H2=Hhp./(1+R1*(Ylp+Yhp)); 55 figure(1) 56 plot(W/2/pi,20*log10(abs(H1))) 57 hold on 58 plot(W/2/pi,20*log10(abs(H2)),’r’) 59 hold off 60 zoom on

(53)

iii

B

KOMPONENTER

Tabell B.1. Valda induktanser version 1.

Element Namn

Artikel-nummer Induktans H L1v1 Trimbar spole 58-652-58 134n L1v2 Trimbar spole 58-652-41 110n L2v Trimbar spole 58-652-41 110n L3v1 Trimbar spole 58-652-41 110n L3v Trimbar spole 58-652-41 110n L4v Trimbar spole 58-652-25 60n L5 Chip-drossel med högt Q-värde, storlek 0805 58-844-81 4,7 L5v Trimbar spole 58-652-09 27n L6v1 Trimbar spole 58-652-33 83n L6v2 Trimbar spole 58-652-41 110n L8v1 Trimbar spole 58-652-58 134n L8v2 Trimbar spole 58-652-58 134n

(54)

Tabell B.2. Valda kapacitanser version 1 “Polypropylen/metallfoliekondensator”. Element Artikel-nummer Kapacitans F C2 65-100-69 82p C4 65-100-44 68p C5 65-100-44 68p C61 65-100-85 100p C62 65-100-28 56p C7 65-100-44 68p C81 65-100-85 100p C82 65-100-85 100p C83 65-100-28 56p C91 65-101-01 120p C92 65-101-01 120p C93 65-101-01 120p C94 65-101-01 120p C95 65-100-85 100p

(55)

Kapitel B – Komponenter v

Element Namn

Artikel-nummer Induktans H L11 Tråndlindad chip-drossel 58-849-60 100n L12 Tråndlindad chip-drossel 58-849-60 100n L13 Tråndlindad chip-drossel 58-849-29 47n L2 Tråndlindad chip-drossel 58-849-60 100n L31 Tråndlindad chip-drossel 58-849-60 100n L32 Tråndlindad chip-drossel 58-849-60 100n L33 Tråndlindad chip-drossel 58-848-87 22n L4 Tråndlindad chip-drossel 58-849-45 68n L5 Tråndlindad chip-drossel 58-849-03 33n L61 Tråndlindad chip-drossel 58-849-60 100n L62 Tråndlindad chip-drossel 58-849-60 100n L81 Tråndlindad chip-drossel 58-849-45 68n L82 Tråndlindad chip-drossel 58-849-45 68n L83 Tråndlindad chip-drossel 58-849-45 68n L84 Tråndlindad chip-drossel 58-849-45 68n

(56)

Tabell B.4. Valda kapacitanser version 2.

Antal Namn

Artikel-nummer Kapacitans F C2 Polypropylen/metallfolie 65-100-44 68p C2v TZB4 68-002-13 7,0-50p C4 Polypropylen/metallfolie 65-100-02 47p C4v TZB4 68-002-13 7,0-50p C5 Polypropylen/metallfolie 65-100-44 47p C5v TZB4 68-002-13 7,0-50p C6 Polypropylen/metallfolie 65-101-01 120p C6v TZB4 68-002-13 7,0-50p C7 Polypropylen/metallfolie 65-100-02 47p C7v TZB4 68-002-13 7,0-50p C81 Polypropylen/metallfolie 65-101-01 120p C82 Polypropylen/metallfolie 65-101-01 120p C8v TZB4 68-002-13 7,0-50p C91 Polypropylen/metallfolie 65-101-01 120p C92 Polypropylen/metallfolie 65-101-01 120p C93 Polypropylen/metallfolie 65-100-85 100p C94 Polypropylen/metallfolie 65-100-85 100p C95 Polypropylen/metallfolie 65-100-85 100p C9v TZB4 68-002-13 7,0-50p

(57)

Kapitel B – Komponenter vii

Element Namn Serie nummer Induktans H

L11 LQW18A_00 LQW18ANR20G00 200n L12 LQW2BH_03 LQW2BHN47NG03 47n L2 LQW18A_00 LQW18ANR11G00 110n L31 LQW18A_00 LQW18ANR20G00 200n L32 LQW2BH_03 LQW2BHN27NJ03 27n L4 LQW18A_00 LQW18AN62NG00 62n L5 LQW2BH_03 LQW2BHN33NG03 33n L6 LQW18A_00 LQW18ANR20G00 200n L8 LQW2BH_03 LQW2BHNR27J03 270n

(58)

Tabell B.6. Valda kapacitanser version 3.

Antal Namn Serienummer Kapacitans

F C2 ERA ERA21B5C2A680 68p C2v TZB4 TZB4R500 7,0-50p C4 ERA ERA21B5C2D470 47p C4v TZB4 TZB4R500 7,0-50p C5 ERA ERA21B5C2D470 47p C5v TZB4 TZB4R500 7,0-50p C6 ERA ERA21B5C1H121 120p C6v TZB4 TZB4R500 7,0-50p C7 ERA ERA21B5C2D470 47p C7v TZB4 TZB4R500 7,0-50p C8 ERA ERA32X5C2A241 240p C8v TZB4 TZB4R500 7,0-50p C9 ERA ERA32X5C1H561 560p C9v TZB4 TZB4R500 7,0-50p

(59)

ix

C

EXTRACT_SINUSOIDS

1) sample_rate=(samples-2)/Capture_time; 2) WkT=Frekvens*2*pi/(sample_rate); 3) x=x_C1(1:samples)’; % Input signal 4) y=y_C2(1:samples)’; % Output signal 5) n=0:samples-1;

6) 7) aa=[];

8) for k=1:length(WkT)

9) aa=[aa sin(WkT(k)*n)’ cos(WkT(k)*n)’]; 10) end 11) aa=[aa ones(length(n),1)]; 12) AA=aa’*aa; 13) bx=aa’*x; 14) by=aa’*y; 15) Ex=AA\bx; 16) Ey=AA\by; 17) magx=[]; 18) magy=[]; 19) fasx=[]; 20) fasy=[];

(60)

Matlabbox C.1. Extract_sinusoids 21) for k=1:2:length(Ex)-1 22) magx=[magx sqrt(Ex(k)^2+Ex(k+1)^2)] 23) if Ex(k)<0 24) fasx=[fasx atan(Ex(k+1)/Ex(k))+pi] 25) else 26) fasx=[fasx atan(Ex(k+1)/Ex(k))] 27) end 28) end 29) 30) for k=1:2:length(Ey)-1 31) magy=[magy sqrt(Ey(k)^2+Ey(k+1)^2)] 32) if Ey(k)<0 33) fasy=[fasy atan(Ey(k+1)/Ey(k))+pi] 34) else 35) fasy=[fasy atan(Ey(k+1)/Ey(k))] 36) end 37) end 38) 39) mag=20*log10(magy/magx) 40) fas=fasx-fasy

(61)